基于单路DDS源的双路宽带信号预失真技术

洪香茹 徐 玮 张雨轮 李 涛

(西安电子工程研究所 西安 710100)

0 引言

雷达的高分辨率距离像是通过发射和处理宽带信号实现的，匹配滤波理论假定接收信号s(t-τ)是发射信号s(t)延迟τ后的复制，即收发通道不引入任何失真。工程实现中，雷达宽带信号的产生、传输、发射、接收由于混频器、滤波器性能的非理想因素，使得雷达接收到的回波信号产生变形、失真。如果还用发射信号做匹配滤波，将会导致脉压后的主瓣展宽、旁瓣抬高，使脉压性能变差。

文献[1]将点目标的回波当做当做匹配信号，改善匹配性能，该方法把信号产生、传输、接收等失真一并考虑，但是并未考虑“去斜”接收对宽带信号线性度要求的使用场合。文献[2]根据收、发通道的特性对宽带发射信号的相位、幅度进行预失真[3]补偿，使发射信号成为和收发通道匹配的最佳波形。

考虑到本雷达近场成像的需要，雷达作用距离范围为3～60m，为实现近端成像，雷达采用连续波“自混频”的去调频接收体制，克服了雷达的盲距、提高了信噪比，同时降低了对后端信号采集和处理的难度。“自混频”工作方式，即要求频综输出的发射信号和接收本振信号同时发出，且为调频斜率相同的宽带线性调频信号，并且要求发射信号和本振信号的线性度必须严格一致。

1 传统预失真方案

由于“自混频”的工作方式，要求频综输出的发射信号和接收本振信号同时发出，且为调频斜率相同的宽带线性调频信号，考虑到发射通道和本振通道的相位、幅度不一致性，两个通道必须同时做预失真，才能保证发射信号和本振信号为的线性度一致的宽带信号。

为产生预失真的宽带发射信号和本振信号，采用两路DDS源信号产生电路，一路做本振一路做发射，预失真时，示波器分别采集发射通道、本振通道的中频信号[4]，再利用分析计算机分析得到发射通道、本振通道的相位误差，并将各路的相位误差分别预失真到各路的DDS源，从而产生发射、本振各自预失真的信号。其单路处理流程如图1所示，发射、本振双路处理只是分别对两路完成预失真处理即可。

这种预失真方法能同时补偿发射通道与本振通道的相位误差，但是需要两路DDS信号产生电路，电路复杂、功耗大、成本高，且存在两路DDS源的同步问题。

2 单个DDS源的双路宽带信号预失真技术

2.1 单路DDS源的双路宽带信号预失真技术的思路

针对传统预失真方法的问题，采用一路DDS源信号产生电路，只产生一路宽带基带信号，通过功分把此宽带基带信号分成两路，分别送至发射通道、本振通道。预失真时，先从发射通道采集中频信号，形成发射通道的相位误差，并把此相位误差预失真到DDS源，此时对于本振通道输出信号而言含有两种失真：一是本振通道本身的失真；二是本振发射两通道不一致的失真。采集同时含有两种失真的本振通道输出信号，形成本振通道的预失真相位误差，并存储此项误差。在处理AD采集到的“去调频”信号之后再将本振通道的相位误差补偿上去。

通过在线只补偿发射通道的相位误差，后处理时补偿本振通道的相位误差实现双路宽带信号的预失真处理，虽然后处理计算量增大，但只要一路DDS信号产生电路，降低成本且不存在两路DDS同步的问题，同时一次相位预失真的乘法运算对算法实时性的影响不大。

2.2 单路DDS源的双路宽带信号预失真方案的原理

单路DDS源的双路宽带信号预失真方案的原理见下分析所示：

图2中，s0(t) 为DDS产生出的理想基带宽带信号，sT(t)为理想信号叠加上发射通道相位、幅度误差的发射信号，sL(t)为理想信号叠加上本振通道相位、幅度误差的本振信号，sR(t)为接收回波信号，sR0(t)为经过“去斜”接收的中频信号。考虑到实际系统中幅度失真较小，且幅度失真对脉压的影响较小，为简化问题，以下仅对相位误差推导。

DDS产生的理想基带信号为：

s0(t)=a(t)exp(j(2πfBt+πkt2))

(1)

经过发射通道的畸变后实际发射信号为：

sT(t)=a(t)exp(j(2πfTt+πkt2+φT(t)))

(2)

其中φT(t)为发射通道的相位误差。

接收回波信号为[5]：

sR(t)=sT(t-τ)

(3)

经过本振通道的畸变后实际本振信号为：

sL(t)=a(t)exp(j(2πfLt+πkt2+φL(t)))

(4)

其中φL(t)为本振通道的相位误差。

对发射通道预失真相位补偿后，发射的基带信号变为：

(5)

经过发射通道的相位失真后，预失真的基带发射信号成为理想信号：

(6)

对应的接收回波信号为：

=a(t-τ)exp(j(2πfT(t-τ)+πk(t-τ)2))

(7)

而叠加上发射通道相位误差的本振信号为：

(8)

混频滤波后的中频信号为：

s(t)=a(t-τ)exp(j(2πfL0t+2πfTτ+

πkτt-πkτ2+φL(t)-φT(t)))

(9)

式(9)中第一个相位为中频载频项，数字下变频后，频率搬移到零频。第二项为目标与雷达之间的多普勒项，SAR成像正是基于对此项的积累成像的。第三项为距离项，第四项为“去斜”接收产生的的剩余相位，可补偿掉。第五项为本振通道的相位误差，第六项为发射通道的相位误差。从(9)式可以看出，如果对五、六项不做补偿，将会影响“去斜”后距离脉压的效果，使其主瓣变宽，旁瓣抬高。

采集回波之前，先采集含有本振通道及发射通道相位误差的本振信号，如式(8)所示，利用分析计算机得到相位误差，如(10)式所示：

φ(t)=φL(t)-φT(t)

(10)

在SAR成像处理前，中频回波数字下变频后，再把相位误差(10)式补偿到回波上，即使回波成为近似理想回波信号，如(11)式所示：

s(t)=a(t-τ)exp(j(2πfTτ+πkτt-πkτ2))

(11)

2.3 单路DDS源的双路宽带信号预失真处理过程

根据以上分析，通过在线补偿和后处理补偿两种方式完成发射、本振信号的预失真校正，其处理流程如图3所示：

其处理过程分为以下四步：

1)用单个DDS源同时产生发射、本振两路宽带信号。

2)发射通道相位误差测量及在线补偿。

3)本振通道剩余相位误差的测量。

4)距离脉压同时补偿本振通道相位误差。

预失真数据采集过程注意以下事项：

1)图3中的混频器选择和输入信号波段一致的混频器即可，使用时注意调节发射信号和本振信号及信号源的输出功率在混频器额定输入功率范围内。

2)理论上，数字示波器采样频率满足混频器下变频后输出信号的最高频率的2倍即可，实际中考虑到恢复信号的质量，采样频率设为理论采样频率的2.5倍。

3 实测数据验证

值得一提的是：预失真校正包括幅度预失真校正与相位预失真校正两部分，其处理流程基本相同。本雷达通过测试发现信号的带内幅度起伏在1.0dB内，满足成像处理要求，所以对幅度起伏不做预失真校正。以下试验结果为相位预失真校正结果。

需要说明的是相位预失真校正的过程并不是一次完成的，需要循环实现多次，直到补偿之后的相位误差范围满足工程需要为止。

图4-8给出本项目相位预失真的结果。

图4(a)为不做补偿时的发射通道相位误差，从图4(a)中可以看出发射信号的相位误差达到150多度，远远不满足工程脉压的需要，图4(b)为以发射通道的相位误差为DDS预失真误差补偿后发射通道的相位误差，从图中可以看出补偿后，发射通道的相位误差缩小到±3°范围内。

图5给出发射通道相位预失真前后距离脉压的结果，图中不做相位误差补偿的脉压结果主瓣展宽，旁瓣抬高到-6dB以上且不对称；做了相位误差补偿的脉压结果主瓣和理想信号脉压结果相符，第一旁瓣分别到了-12.74dB、-13.72dB以下，和理想LFM信号脉压的差别不大，满足工程使用要求。

图6给出以发射通道相位误差为预失真误差补偿后，本振通道的相位误差。从图中可知，由于发射、本振通道的不一致，此时本振通道的相位误差范围还在50°多，不满足工程实际的要求。

图7给出本振通道后处理相位预失真补偿前后和发射信号“去调频”接收的脉压结果。从图可知本振通道不做相位补偿的脉压结果的主瓣几乎没有展宽，但是第一、第二幅瓣抬高到-11.29dB、-14.4dB，且两边幅瓣不对称；本振通道相位误差补偿后幅瓣几乎下降到理想水平且更加对称性。

图8给出本振通道后处理相位预失真补偿前后和发射信号“去调频”接收的调频步进信号回波脉压结果。从图8可知，本振通道不补偿时，调频步进信号距离像合成的第一栅瓣可到-20dB，在实际场景测试中，强目标的栅瓣不仅会淹没弱目标，使弱目标检测不到，还会形成虚假目标，导致成像质量变差。而本振相位误差补偿后的栅瓣下降到-30dB附近，使强弱目标的检测范围扩大到30dB，满足实际场景测试的需求。

4 结束语

文章结合工程实际，提出基于单路DDS源的双路宽带信号预失真方法，该方法采用发射通道相位误差在线预失真补偿，本振通道相位误差后处理补偿的方式，实现宽带信号的“去斜”接收，使雷达的距离高分辨率和无盲区测距同时实现。这种补偿方法在信号产生时减少一路宽带信号的产生电路，使得系统电路简化，功耗减小，成本降低，便于工程实现。