28nm 工艺低压差线性稳压器（LDO）设计∗

宋圣宇 陈建军 文 溢 邢海源 李梦姿 郭 阳

（国防科技大学计算机学院 长沙 410000）

1 引言

从MP3、MP4 到智能手机、平板电脑甚至智能手环、无线耳机一类的穿戴设备，便携式电子设备已经融入到我们生活的方方面面。这些电子器件对电源的要求越来越严格，不仅要电源足够稳定以满足内核供电的需求从而达到最佳的性能，又要合理地控制功率以实现更长时间待机的要求，甚至还要合理地分配电能，尽可能延长电池使用寿命。

稳压器是最基本的电源电路，其分为线性稳压器和开关稳压器，虽然开关稳压器的效率很高，但也存在结构复杂、噪声高、成本高、功耗高等缺点。以DC/DC开关稳压器为例，虽然该稳压器既可以升压又可以降压，但是由于其内部存在直流转交流再转直流的过程，故在电路方面会涉及很多片外电容使空间压缩变得困难，且电路结构复杂、功耗高、噪声难以控制，不适合小型电子设备使用。而线性稳压器结构相对简单，功耗低，且噪声较少，响应速度快，这使得线性稳压器在便携式电子产品的应用优先级更高。

28nm 工艺是目前小型电子设备市场应用最广泛的制造工艺，也是我国最新普及的工艺。设计一款28nm工艺的高性能的线性稳压器不仅符合市场需要，也能为更高精度的电路研究做铺垫。

现如今LDO 已不再追求大负载、大电流，而是在精度和准度上提出更高的要求。随着IC 片上集成系统的发展，LDO 研究热点转向基于PMU 的片内全集成，力图设计制造功能更完善的电源管理模块。另外，更低的功耗、更高的电源抑制比、更快速的瞬态响应以及去除片外电容的LDO 都成为了研究的热点。本文针对的是一款基础LDO 的设计，通过电路结构的优化提高性能，最终在工程上满足SerDes高速系统的需要。

2 LDO电路设计

LDO 由几个功能模块组成，如图1，分别是基准电压源、误差放大器、功率调整管、反馈网络［1］。另外，为提高电路稳定性，加入了启动电路和自偏置电路。

工作原理。基准电压源采用带隙基准电路结构，目的是产生一个基准电压Vref。误差放大器为负反馈运放结构，其差分输入端的反向输入端为该基准电压，正向输入端是输出电压通过反馈网络后的电压。误差放大器将两输入端的差值放大并输出给功率调整管，功率管通过调整输出电流的大小使系统的输出电压保持在稳定值。同时，通过特定方式降低基准电压源对温度、电源电压波动的灵敏度［2～3］，实现整个系统输出电压的准确性、稳定性。

图1 LDO基本结构

假设运放电路为理想状态，电路开环增益为无穷大，那么有：

图2 LDO电路图

LDO输出电压的性能，与基准电压Vref的性能直接相关。输出电压的大小，与Vref的大小和反馈网络电阻的比值直接相关。

误差放大器。LDO 电路中的误差放大器采用两级运放的结构，相比于折叠运放、套筒运放，两级运放的开环增益最高，功耗和噪声较低［4］。两级运放的开环增益等于第一级增益与第二级增益的乘积，第一级采用差分放大器结构，目的是提供更高的增益，第二级采用共源极放大结构，放大输出摆幅［5～6］。

图3 两级运算放大器

其中，N6 和N7 组成共源极放大器结构，其中N6 在功能上作为有源负载电阻使用，最终结果由漏极输出。N7 采用NMOS 管，衬底与地同电位可以忽略衬底调制效应。另外，为了增大相位裕度，引入了米勒电容Cc进行频率补偿［9］，但是这个电容会导致系统的速度变慢，不过带隙基准电路只对精度有要求，对速度要求不高。所以这里采用牺牲速度的方式提高系统的精度，是电路设计中折中的体现［6］。

第一级差分放大增益：

第二级共源极放大增益：

两级运放的增益：

图4 功率调整管

功率调整管。功率管一般用在电路末级驱动负载，提供大电流输出，还将误差放大器的输出电压转化为电流变化，进而通过电阻形成LDO 的输出电压及反馈电压［8］。

PMOS 管的导通压降和静态电流相比于其他功率管的实现方式都是最小的，另外，PMOS 管栅极阻抗很大，基本没有电流通过，使运放输出端的输出阻抗不重要。考虑到低功耗和大电流负载，选用PMOS场效应管作为功率管［10］。

自偏置电路的波动对LDO 电路的影响，在LDO电路中增加了自偏置电路结构，给后续的电路提供稳定的偏置。本设计中在BG 和LDO 电路中均增加了自偏置电路，以降低电源波动对电路的影响，提高电源抑制比和线性调整率，使系统更加稳定。

图5 自偏置电路

根据场效应管的电压特性曲线可知，处于饱和状态的MOS 管，其源漏电流在一定范围内与源漏电压弱相关，与栅源电压关系较大。所以可以采用图5 的结构，第一级电流镜为第二级提供电压偏置，第二级控制输出。如图，第一级两PMOS 管有相同的尺寸，则Iout=Iref，且此时电源电压接源极，其波动影响源漏电压，对漏极电流的影响被减小。但是由于RS电阻的存在，使得Iout变小，所以对于第二级的NMOS 管，可以写出：VGS1=VGS2+IoutRS，根据场效应管特性公式得：

忽略体效应，整理得：

由上式可以看出，此时的输出电流与电源电压无关，仅是工艺参数的函数［10］。注意，由于M1、M2的源极点位不相等，所以计算中VTH1=VTH2存在误差，这种情况可以通过在M3 的源极串入一个电阻来解决。另外，由于计算过程忽略了体效应，所以在设计电路时要尽量增大晶体管的沟道长度，以降低体效应。

图6 多层自偏置电路

为减少电路冗余，简化电路结构，这里电流镜采用了多层级的结构，目的是降低电流，得到合适的输出电压。右侧支路引出多个输出端口，电压成阶梯状递减，为后续电路提供不同的电压偏置，这样就避免了每一个电路都需要一个单独的自偏置结构。

启动电路。启动电路要保证电路在通电时能够进入正常工作的状态，并且在电路正常工作后不产生额外的功耗［11］。本文设计在BG 电路和LDO中均增加了相同结构的启动电路，能够在电路通电时促使运放电路和自偏置电路正常工作，并且此后不产生额外功耗。

图7 自偏置启动电路

如图7，电路通电后，根据场效应管的导通原理，P1、P2、N1均处于导通状态，使得启动电路的输出bias1 为低电平。而bias1 连接自偏置电路第一级的PMOS 场效应管栅极，使得自偏置电路正常工作。而N2、N3、P3 均处在截至区，故启动电路中没有电流通过，实现了功耗的降低。

图8 运放启动电路

如图8，当电路通电后，此时运放输出端A_out为零，P1 管导通使得W1 电压升高，而后N1，N2 导通使得W2 近似与地短接，P2 变为导通状态，使得运放输出端有电流流入，进而反馈电压升高，运放电路正反向输入端产生压差后开始正常工作。启动完毕后，N1、N2管截止，启动电路内电流消失，降低了功耗。

图9 BG电路基本结构

BG 电路设计。BG 电路在功能上产生一个与温度和电源变化都无关的电压基准［12］。如图9，BG电路在功能上分为零温度系数电压产生电路、自偏置电路、运放电路、启动电路。由于BG电路与LDO电路中的自偏置电路、运放电路、启动电路均采用了相同的电路结构，不再赘述。

零温度系数电压产生电路。由于现实工艺和物理特性的限制，实际生产中不可能直接得到不受温度影响的电子元器件。但是，对于随温度变化而变化方向相反的电压V1和V2，利用电路构建系数α1和α2使得，这样就得到了具有零温度系数的电压基准［1］。研究表明，双极晶体管的基极-发射极电压，即pn 结的正向电压，具有负温度系数特性，而两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极-发射极电压之差与绝对温度成正比。这样既得到了负温度系数电压又得到了正温度系数电压，依据以上原理，大部分设计参考文献采用了图10的结构［12］。

图10 零温度系数电压产生电路

如图10。A 是一个深度负反馈的运算放大器，目的是钳制X、Y 两点的电压相等，VY=VY［15］。接着，分析可以得出，电阻R3两端的电压就是两个双极晶体管的基极-发射极电压差，VR3=VBE1-VBE2=VTln n。这里，假设两支路的电流相等，Q2实际上被分割为n 份，流经每一份的电流都是。右侧支路电流为VTln n/R3，因此输出电压为

这个电压中既有温度负相关电压VBE2，也有温度正相关电压VT，接下来只要保证系数相等那么输出电压的温度系数就能达到零。

不同于图10 的电路结构，本文设计的的零温度系数电压是由电流主导的形式。

如图11。电路被划分为三个平行的支路，与电源直接相连的是尺寸相同的场效应管，组成电流镜结构。假设三个支路的电流分别为I1、I2、I3，那么依据电流镜的原理有 I1=I2=I3=。VBE1 是Q1 的基极-发射极电压，VBE2是Q2基极-发射极电压。再根据上文原理讲述的双极晶体管的电压及电压差特性得到：

等式两边分别对温度求导得：

为使Vout达到零温度系数，只需其对温度的导数为零，即保证：

图11 电流主导的零温度系数电压电路

比较两种方法不同的输出电压表达式即可发现本文设计的电路的优势。首先，本文设计的电路只需要调整电阻R5的阻值即可实现输出电压的调整，并且不会影响正负温度系数的比值。其次，由于采用电流镜的结构，输出支路被独立出去不会影响内部电路，故降低了负载变化对输出电压的影响。最后，电流镜结构中处于饱和区的场效应管会一定程度上降低电源对此电路的影响能够有效提高BG 电路的电源抑制比。在后续的仿真工作中，得到两种不同的电路结构得到的温度系数差异较大，本文设计的电路的温度系数仅为传统电路的一半。

3 LDO电路仿真

本节针对设计的电路的多个性能指标进行了仿真，并重点验证了BG 电路在温度系数性能参数上的表现［15］。

LDO 电源抑制比仿真。验证LDO 电路对电源电压噪声的抑制能力［17］。如图12，设置交流信号为1V，频率变化范围为1Hz～1GHz，在交流信号频率为1kHz时，电源抑制比达到61.5dB，大于既定的60dB的指标。

图12 LDO电路电源抑制比仿真

LDO 线性调整率仿真。表征当电源电压发生变化时，输出电压能够保持稳定的能力［17］。在1.8V的电源电压基础上，串联±100mV的方波，强制电源出现大范围波动，得到输出端变化如图13。

图13 LDO电路线性调整率仿真

当电源电压变化为1.8V±100mV 时，输出电压在904.5mV～896.5mV 的范围内变化，约为900mV±4.5mV，量化计算：

LDO 负载调整率仿真。指LDO 电路的负载在发生变化时，输出电压减小变化量的能力［18］。仿真时加入输出负载，并将负载电阻的阻值设置为1Ω～100Ω的变化量，其余条件均设置为理想状态。仿真得到输出电压随负载电阻的变化情况如图14。

负载电阻从1Ω～8Ω变化时，输出电压陡升，变化幅度较大，证明在低负载的情况下，负载电路对LDO 影响较大。而在大于8.16Ω后，输出电压保持在0.9V 基本不变。选取负载变化范围为10Ω～5kΩ，输出电流的变化大小为75mA，输出电压变化约为0.8mV，则负载调整率为

图14 LDO电路负载调整率仿真

图15 LDO电路功耗仿真

LDO 功耗仿真。在LDO 电路正常工作状态下，计算流过系统的总电流和总电压的乘积。由于电流是随着负载的变化而变化的，所以这里设置负载变化范围1Ω～5kΩ，分析电流的变化情况。如图15。当负载大于8Ω时，电路工作状态正常，此时的电流先是随着负载增大而下降，后超过2kΩ后，系统电流趋于稳定，约为1.69mA［19］。

LDO 输入输出最低电压差仿真。为得到输入输出电压的最小压差，设计仿真为，输入电压从额定的1.8V 逐渐下降，观察输出电压的情况，找到输出电压开始出现较大变化的阈值。如图16。

图16 LDO电路输入输出压差仿真

观察到临界点为0.94867V，当输入端电压大于该值时，输出电压相对稳定，约为0.9V，当电源电压小于该值时，输出电压出现陡降，电路线性度较差，开始不稳定。利用临界点计算输入输出电压差：

Vin-Vout=0.94867V-0.9V=48.67mV

LDO电路噪声仿真。利用软件工具，仿真得到LDO电路输入输出噪声如图17和图18［20］。

图17 LDO电路输入噪声

图18 LDO电路输出噪声

BG 电路温度系数仿真。温度系数反映了电路受温度变化影响的程度［20］。这里单独对BG电路进行温度系数仿真，设置温度变化范围-50℃～125℃，仿真得到此区间内输出电压的变化情况如图19。

计算温度系数如下：

在相同的仿真条件下，采用前文提到的另一种电路实现方式，仿真得到的温度系数为65.5ppm/℃，表现的不如本文设计的电路。

4 结语

本文设计了一款基于28nm工艺的低功耗低噪声低压差线性稳压器，功能上可以稳定输出0.9V的电压，最大提供100mA 的工作电流。通过仿真得到的性能参数，本文设计的LDO 电路的各项性能均已达到设计指标。创新设计的电流驱动的零温度系数电压产生电路，相较于传统的结构在温度系数方面表现得更加出色。综合上文仿真结果，得到电路的性能参数如表1。

表1 电路仿真参数表