一种新型共地拓扑的单相非隔离型准Z源光伏并网逆变器研究

孔祥旭，冉岩，边敦新，陈羽，姜吉顺

（山东理工大学电气与电子工程学院，山东 淄博 255049）

0 引言

在光伏并网系统中，根据有无隔离变压器，可以分为隔离型逆变器与非隔离型逆变器[1]。其中，按照工作频率的不同，隔离型逆变器又分为工频隔离型逆变器和高频隔离型逆变器。虽然隔离型逆变器可以切断光伏阵列与电网之间的电气联系，实现电气隔离，但工频隔离型逆变器体积大、质量重且价格昂贵；高频隔离型逆变器体积小，但高频隔离型逆变器系统功率级数较多，使用效率低。相比之下，非隔离型逆变器克服了上述缺点，简化了系统结构，减小了逆变器的体积和重量，降低了使用成本。因此，需要研究一种非隔离型逆变器。

常规逆变器可分为电流型逆变器和电压型逆变器，其中电压型逆变器应用更为广泛，但是这类逆变器是一种降压式逆变器，其交流输出电压始终低于直流输入电压，在一些要求实现升压输出的特殊场合下，需要引入一级升压电路提高输出电压，但这会使系统结构复杂化，增加系统成本，而且电压型逆变器不允许同一桥臂上下两个开关管同时导通，否则会发生短路，损坏逆变器，因此需要在同一桥臂的上下开关信号之间加入死区时间，防止逆变器短路，但这会导致输出波形发生畸变，影响电能质量。为解决这类问题，有学者提出了一种准Z源逆变器[2-5]，通过将传统的升压变换电路和桥式逆变器耦合在一起，克服了传统逆变器的缺点。准Z源逆变器具有独特的阻抗网络结构，可以使开关管自由地实现直通或断开，无需考虑死区时间。

在非隔离型准Z源逆变器光伏并网系统中[6-8]，由于没有隔离变压器，光伏阵列和电网之间存在直接的电气连接，因此在逆变器的开关管动作时，光伏阵列和大地之间的寄生电容与逆变器输出滤波元件以及电网阻抗组成共模谐振电路[9]，寄生电容上变化的共模电压会激励这个共模谐振回路产生共模电流，导致系统损耗增加，不利于逆变器正常运行。

近年来，各国专家与学者对抑制共模电流展开了大量的研究[10]，目前用于抑制共模电流的方法主要是在滤波电感续流期间，通过引入额外的开关器件构造新的续流回路，切断电网和光伏阵列之间的电气连接。德国SMA公司在2004年提出了一种H5拓扑逆变器[11]，这种逆变器结构简单，使用效率高，而且具有很强的抑制共模电流的能力；或者是把续流回路电平箝位至一固定值，即保持共模电压不变，从而抑制共模电流的产生[12]。近年来，有学者提出了一种将电网和光伏阵列负端相连的新型逆变器[13-14]，这种逆变器可以彻底消除共模电流。文献[15]提出了一种H桥逆变器，逆变器由4个开关管、1个电容器和1个小滤波器组成，通过将光伏阵列和电网的负端共地，彻底消除了共模电流。

为了抑制准Z源逆变器的共模电流，本文提出了一种新型共地拓扑的单相非隔离型准Z源光伏并网逆变器，通过将电网的中性点直接连接到直流母线的负极，绕开由光伏杂散电容构成的共模电流回路，彻底消除了该逆变器的共模电流。

1 共模电流

图1所示为准Z源逆变器，其中存在一些杂散元件，当逆变器工作时，光伏阵列和大地之间的寄生电容会激励这个共模谐振回路产生共模电流，影响逆变器的稳定运行。

图1 准Z源逆变器Fig.1 Quasi-Z-source inverter

根据共模电压和差模电压的定义，可以得到共模电压Ucm和差模电压Udm的表达式为

为了便于分析，可以将图1简化成含有共模电压和差模电压的等效电路图，见图2。

图2 简化等效电路Fig.2 Simplified equivalent circuit

从公式（1）可知，如果共模电压Ucm保持不变，就不会有共模电流，但准Z源逆变器的直通状态会将共模电压钳位至0，因此无法通过该方法抑制共模电流。

2 工作原理

为了解决所提拓扑的共模电流问题，需要改进逆变电路结构，因此，本文提出一种新型共地拓扑的单相非隔离型准Z源逆变器，其逆变拓扑工作原理见图3，当开关处于位置a和b时，电容器CFC与直流电源侧相连，电容器充电。当开关处于位置c和d时，电容器放电，该过程在每个开关周期结束后再次重复。

图3 工作原理图Fig.3 Working principle diagram

根据上述原理设计的逆变电路见图4，将光伏阵列和电网的负端共地，旁路由光伏杂散电容构成共模电流回路，以此达到抑制共模电流的目标，并通过引入准Z源网络结构，实现了升压功能。

图4 新型共地拓扑的单相非隔离型准Z源光伏逆变器Fig.4 Novel single-phase non-isolated quasi-Z source inverter based on common ground topology

单相非隔离型准Z源光伏并网逆变器的调制策略见图5，在正半周期内，S1和S4常开，S2工作在直通状态，S3与S5互补导通，S6与S5同步导通。在负半周期内，S1和S4只在直通状态和续流状态导通，S2在与S1互补导通的基础上加入了直通时间，S3常开，S5常关，S6在直通状态关断，其余时间一直导通，工作模式见图6。

模式1：此时开关管S1、S4、S5和S6导通，其余开关管关断，光伏阵列向电网侧供电，同时为电容CFC充电，电流流向如图6（a）所示。

模式2：此时开关管S2、S3、S6导通，其余开关管关断，电容CFC向电网侧供电，电流流向如图6（b）所示。

模式3：如图6（c）所示，在正半周期，开关管S1、S3和S4导通，其余开关管关断，电流流向如箭头所示；在负半周期，开关管S1、S3、S4和S6导通，充电，电流流向如箭头所示。

模式4：此时开关管S1、S2、S3和S4导通，其余开关管关断，逆变器工作在直通状态，电流流向如图6（d）所示。

图6 工作模式Fig.6 Working mode

3 电容容值优化

在负半周期，电容CFC在模式3进行充电，在模式2代替直流电源向电网侧供电，如果电容CFC的充电电流不足以补偿放电时消耗的能量，就会导致逆变器在负半周期的输出电压出现电压跌落，不断累加的跌落值造成逆变器正负周期的输出电压不平衡，影响并网质量。

为了简化分析，可以将逆变器中的准Z源和光伏阵列表示为1个电压源串联1个电阻，电容CFC表示为理想电容串联1个电阻，开关管表示为1个恒定电压跌落串联1个电阻，除逆变拓扑之外的电网和电感表示为1个电流源。具体等效电路图见图7。

图7 等效电路Fig.7 Equivalent circuit

根据图7（a）所示的电容CFC充电等效电路图，可以得到电容CFC的充电电流iFC为

式中：ΔU为在充电状态开始时的直流母线电压Udc、3个开关管的等效电压US、电容CFC电压UFC的电压差；ΔU′为在充电状态结束时Udc、3个US和UFC的电压差；R∑为图中所有的等效电阻。

由图1可知，准Z源逆变器在非直通状态下的瞬时值为

为找出影响电容CFC的充电电流的因素，需要进一步分析电容C1、C2和CFC在负半周期的电压波形，由此可以得到C1、C2和CFC在负半周期的电压波形理论图，见图8。

根据图8可得

图8 电容C1、C2和C FC的电压波形Fig.8 The voltages waveform of capacitors C1，C2 and C FC

根据图7（b），可以将电容CFC的放电电流iFC表示为

式中：t1为模式2导通时间。

如果忽略电容的放电损耗，可以将充电电流约等于放电电流，可以将电容CFC的充电电流表示为

式中：t2为模式3导通时间。

将将式（4）、（6）、（7）、（8）代入到式（9）得

而ΔUC1、ΔUC2的表达式为

由此可知，如果要增大电容CFC的充电电流，可以减小电容C1和C2的容值，也可以增大电容CFC的容值。而且提高其充电电流可以缓解电容CFC的电压跌落问题，为此，必须设置一个合理的电容容值。

在单相非隔离型准Z源逆变器中存在瞬时功率不匹配现象，传输到电网的瞬时功率含有两倍工频的功率脉动，电容CFC可以吸收二倍频波动的无功功率，二倍频无功功率可以表示为

因此，可以得到电容CFC可以吸收二倍频波动的无功功率为

式中：UFC为电容的电压；ΔUFC为CFC的电压波动量。

式（14）化简可得

将ΔUFC的波动幅值限制在5%UFC，因此其电容容值应该大于320μF，电容CFC容值越大，越有利于降低其电压跌落问题，考虑到成本问题，最后选择CFC容值为470μF。

电容C1应该满足表达式为

直通状态的导通时间设置为

式中，d和f分别为直通占空比和开关频率。

将式（16）进行积分，并设置积分上限为dT，下限为0，可得

在准Z源逆变器中，电容C1两端电压UC1为

引入UC1的纹波系数a，由此确定电容C1两端电压波动量ΔUC1为

结合式（18）和式（19）可得

将电容C1两端电压的纹波系数a限制在5%以内，电容C1的容值应该大于90μF，考虑到实际应用场景，因此可以将其容值设置为100μF，电容C2与C1容值相等，也是100μF。

4 仿真分析

在Simulink中搭建了新型共地拓扑的单相非隔离型准Z源逆变器模型，其中，电网电压有效值为220 V，逆变器直流输入电压为200～400 V，离网仿真模型选择直流输入电压为200 V，准Z源电感L1和L2设置为0.5 mH，滤波电感Lf设置为1 mH。

图9为电容CFC两端电压仿真对比波形，图9（a）中电容C1和C2的容值为470μF，从图中可以看出，电容CFC两端电压在峰谷时有4 V左右的电压差，电压跌落问题较为明显；图9（b）中电容C1和C2的容值为100μF，电容CFC两端电压在峰谷时的电压差已经减小至1 V左右，在一定程度上缓解了其电压跌落问题。图9得到的仿真数据都是建立在电容CFC的容值为470μF的基础上，减小其容值，仿真波形中的电压跌落问题更严重。

图9 电容电压仿真波形Fig.9 Simulation waveform of capacitor voltages

图10 为电容CFC在负半周期的仿真电流。

图10 电容电流仿真波形Fig.10 Simulation waveform of capacitor currents

图10 （a）中电容C1、C2的容值设置为470μF，此时流过电容CFC的电流最大值为8.3 A；图10（b）中电容C1、C2的容值设置为100μF，此时流过电容CFC的电流最大值为12.2 A，在减小电容C1、C2的容值后，电容CFC的充电电流在一定程度上有所提升。图10得到的仿真数据都是建立在电容CFC的容值为470μF的基础上，减小其容值，其充电电流也会有所下降。

图11为离网状态下逆变器输出电压对比仿真波形，输出电压采集自图4中的负载侧。优化前电容C1和C2的容值为470μF，此时逆变器的输出电压有较为明显的电压跌落，正半周期的输出电压约为220 V，负半周期的输出电压约为203 V，正负周期有7 V左右的电压差，这说明此时电容CFC的充电电流不足以补偿放电造成的电压跌落，导致这个电压跌落值不断累加，最后影响逆变器的输出电压的稳定性；优化后电容C1和C2的容值为100μF，此时逆变器的输出电压已经恢复正常，没有明显的电压差，电容CFC的电压跌落问题得到了缓解。图11得到的仿真数据都是建立在电容CFC容值为470μF的基础上，减小其容值，仿真波形中的电压跌落问题更严重。

图11 输出电压波形Fig.11 Output voltage waveform

图12为离网状态下逆变器输出电流对比仿真波形，输出电流采集自图4中的滤波电感侧。优化前电容C1和C2的容值为470μF，此时逆变器的输出电流在正半周期的幅值约为4.2 A，在负半周期的幅值约为3.9 A，逆变器输出电流存在约0.3 A的电流差；优化后电容C1和C2的容值为100μF，此时逆变器在正负周期的输出电流基本一致。

图12 输出电流波形Fig.12 Output current waveform

对所提出的逆变器进行THD分析，结果如图13所示，电容优化前谐波畸变率为1.76%，优化后谐波畸变率降为0.80%，提高了并网质量。

图13 并网电流FFT分析Fig.13 FFT analysis of grid connected current

图14 给出了传统准Z源逆变器和所提出的拓扑共模电流仿真对比波形，如图14（a）所示，传统准Z源逆变器的共模电流约在-0.06～0.06 A之间，波动较大，不符合要求，而单相非隔离型准Z源逆变器的共模电流如图14（b）所示，共模电流为0。

图14 共模电流Fig.14 Common mode current

图15 给出了单位功率因数下的电网电压和并网电流仿真图，并网电流和电网电压高度同步，符合并网要求。

图15 电网电压和并网电流Fig.15 Grid voltage and grid connected current

5 结语

针对准Z源逆变器的共模电流问题，提出了一种新型共地拓扑的单相非隔离型准Z源光伏并网逆变器，对逆变器的电容C1、C2和CFC的容值进行优化，缓解了电容CFC在负半周期放电造成的电压跌落，解决了逆变器输出电压不平衡问题，而且所提出的逆变器拓扑可以旁路由光伏杂散电容组成共模电流回路，仿真结果单相非隔离型准Z源逆变器的共模电流完全为零，共模电流得到了非常有效的抑制。