基于二极管不控整流桥和MMC的新型大功率整流电路损耗特性研究

张翀，梁一桥，李强

（1.先进输电技术国家重点实验室（全球能源互联网研究院有限公司），北京 102209；2.浙江大学，杭州 310015）

0 引言

现如今，大功率整流技术已经广泛应用于诸如有色金属冶炼、轨道交通等各个行业，其系统电压、电流等级较高。而在实际应用中主要存在如下两个关键问题亟待解决：第一，谐波污染[1-3]。在整流过程中系统会产生大量的谐波，谐波的存在会给电网的运行带来严重的影响，如设备过热而引起绝缘老化从而缩短其使用寿命，引发继电保护装置的误动作等。同时还将直接影响整流系统整体的运行效率。第二，系统功率因数低[4-5]。系统正常运行时需要额外消耗大量的无功功率，这不仅会影响系统的正常电压水平，在输送无功功率的同时也会损失部分有功功率。

目前，大功率整流电路按照其拓扑结构中所采用的电力电子器件的类别大致可分为三大类[6-7]：1）基于二极管的完全不可控整流；2）基于晶闸管等半控型器件的可控整流；3）基于IGBT/MOSFET等全控型器件的两电平或三电平PWM电压源型可控型整流。他们各自具有自身优缺点：1）基于二极管器件的完全不控整流电路虽然其结构简单可靠、损耗低，但其存在直流输出电压不可调以及交流侧电能质量差问题。2）基于晶闸管等半控型器件的整流电路虽然其直流输出电压可以连续可调，但相比于不控整流，由于存在谐波和消耗无功功率的原因，使得交流侧电能质量更差。3）基于IGBT/MOSFET等全控型器件的可控型整流，尽管能够在很大程度上改善其交流侧电能质量，但他的损耗高、应用到中压领域中存在成本高等问题。

损耗的分析计算为实际装置的散热系统设计提供了重要理论依据，本文针对课题组提出的新型大功率整流电路[8]进行损耗特性的计算研究。首先，文中对其电路组成及工作原理进行简要分析。然后，分别设计了控制策略，主要包括MMC的子模块电压均衡控制、有源滤波和无功补偿等部分。接着，在其工作原理的基础上，对其损耗进行了理论分析研究，推导出了MMC子模块中IGBT和二极管Diode的通态损耗和开关损耗的理论计算式并结合实际算例对其损耗进行定量计算。

1 拓扑结构和控制策略设计

1.1 拓扑结构

图1所示为课题组提出的新型大功率整流电路拓扑结构图。

图1 电路结构示意图Fig.1 Structural diagram of circuit

由一个四绕组变压器、全桥MMC换流器（图1中所标注的1号和2号FB-MMC）和两个二极管不控整流桥组成。全桥MMC换流器的交流侧通过电抗器LS和隔离开关S2连接到变压器的一个次级绕组上，他的直流输出端（图中“N1”和“N2”连接处）分别与二极管整流桥的直流正、负极相连。旁路开关S1和隔离开关S2用于实现下文中提到的两种不同工作模式间的切换。由于MMC的直流输出电压在其最大范围内连续可调，且其极性可变。因此，总的直流输出电压可在[（UDiode-UMMC）；（UDiode+UMMC）]范围内连续调节。其中UDiode表示12脉不控整流桥的直流输出电压；UMMC为MMC的最大直流输出电压。

该电路中通过将全桥MMC换流器和二极管不控整流桥的直流输出端相串联实现了直流输出电压的可调节。此外，全桥MMC的交流侧工作在有源滤波模式，以滤除12脉不控整流电路产生的谐波电流。他的交流侧还可以根据交流系统的实际需求补偿或吸收一定量的无功，从而使得交流系统具有较高的功率因数。另外，该拓扑结构中大部分功率经过二极管整流桥进行变换而使得整体装置的损耗较低。

图2所示为全桥MMC换流器的拓扑结构示意图，图中SMN表示第N个子模块，子模块结构见图3。由两个结构和参数完全相同的星形连接的级联型STATCOM构成。MMC的每一相均由若干个全桥子模块SMi（i=1…N）级联构成。

图2 FB-MMC结构示意图Fig.2 Schematic diagram of FB-MMC structure

图3 全桥子模块SM i示意图Fig.3 Schematic diagram of full bridge sub-module SM i

1.2 系统工作模式和控制策略设计

该大功率整流电路包含两种工作模式：

1）12脉波不控整流模式。此工况下旁路开关S1保持闭合状态且隔离开关S2处于断开状态，直流侧为两个6脉波构成的12脉波不控整流输出。

2）混合整流和电能质量改善模式。此工况下旁路开关S1处于断开状态且隔离开关S2保持闭合状态，全桥MMC与两个二极管不控整流电路在直流侧串联后接入电路，从而实现整流输出电压的可调。如前面所述，在此工作模式时全桥MMC的交流侧还工作在有源滤波和无功功率补偿模式。因此，在实现整流的同时还可以滤除二极管整流器产生的谐波电流，使得大功率整流电路在交流侧具有较好的电能质量。

基于以上拓扑结构和工作机理的分析，设计其在模式2工况下的的控制策略。图4所示为控制系统总体控制框图，主要由3部分组成[8-10]：1）交流系统功率控制（包含有功功率控制和图中虚线框部分所示的无功功率补偿）；2）所有子模块电容电压平均值控制[11-14]；3）支路内单个子模块电容电压均衡控制见图5；4）交流侧有源滤波控制（图4 PI虚线框所示）。

图4 控制系统总体框图Fig.4 Overall block diagram of control system

图5 单个子模块直流电容电压均衡控制Fig.5 Balancing control of DC capacitor voltage of individual sub-module

1.3 仿真验证

在PSCAD/EMTDC软件中搭建图1所示仿真平台，交流母线电压为10 kV，频率为50 Hz，MMC中每个桥臂支路包含两个子模块SMi，子模块电容额定电压UcN为900 V。

图6所示为模式2工况下MMC的直流输出电压Udc1以及整流电路总的直流输出电压Udc。

图6U dc和U dc1Fig.6U dc and U dc1

图7给出了MMC中6个子模块（SMi）的电容电压波形，他们维持在其额定值900 V附近波动。

图7 子模块电容电压v ap、v bp、v cpFig.7 Capacitor voltage of sub-model v ap、v bp、v cp

图8为交流电流isa、isb、isc，图8（a）为模式1工况下的12脉不控整流时交流系统三相电流波形及其FFT分析结果，可以看出明显的不对称，为典型的不可控12脉整流桥的交流电流，具有较大的特征谐波电流。而图8（b）为模式2工况下投入MMC后的交流侧三相电流波形及其FFT分析结果，与图8（a）相比，其交流侧三相电流经过MMC的有源滤波和无功补偿后，原有的大量中、低频特征次谐波得以滤除，使其输出波形更逼近于正弦波。

图8 交流电流i sa、i sb、i scFig.8 AC currents i sa、i sb、i sc

2 损耗特性研究

电力电子器件的功率损耗主要包括通态损耗和开关损耗，由通态损耗Pcon、开通损耗Pon、关断损耗Poff和截止损耗4个部分组成。但是截止损耗在总损耗中所占比例很小，因此在实际损耗计算时常常忽略不计[15-19]。将各部分损耗累加后即可得到单个子模块的总损耗为

2.1 IGBT/DIODE模块参数提取

在计算器件的损耗时，首先需要根据厂家提供的手册中获取器件所需的特性参数。本文通过曲线拟合方法对子模块的特性参数进行提取[17]。IGBT与其反并联的二极管的输出特性可以用式（2）进行近似描述。

式中：v为IGBT器件/反并联二极管的通态压降，i为流过IGBT器件/二极管的电流；V0为IGBT的擎住电压或二极管的门槛电压；R0为IGBT或二极管输出特性中的斜率电阻。本文依据系统仿真中实际的元器件电流/电压应力情况，IGBT模块型号为英飞凌FZ2400R17HE4B9。通过曲线拟合方法得到的IGBT/Diode关键参数列表见表1。

表1 拟合后的IGBT/Diode特性参数Table 1 Characteristic parameters of IGBT/Diode after fitting

同样的方法可以获取器件所需的开关特性参数，在特定器件电流的条件下得到开关器件动作一次的能量损耗，包括开通损耗能量Eon、关断损耗能量Eoff及二极管的反向恢复损耗能量Erec。

2.2 损耗计算公式推导分析

2.2.1 全桥子模块（SM i）投入/切除状态分析

图3中子模块电流用i（t）进行表示，并假设图示中电流方向为正：1）在电流i（t）≥0工况下，根据器件的单向导通特性，只有开关管T1、T4、V2、V3才能流通电流，且在一个周期内划为（T1、V2）1组，或开关管（V3、T4）为1组进行导通。2）当电流i（t）≤0时，只有开关管T2、T3、V1、V4可以导通电流，且在一个周期内开关管（T2、V1）为1组，或开关管（T3、V4）为1组进行导通。而具体哪些器件导通电流由子模块的正、负电平输出情况以及占空比δ来共同决定[18]。假设调制函数F（x）为F(α+θ)=k+msin(α+θ)，其中k和m为常量，且满足|k|+|m|≤1，而k和m分别定义为

式中：Uc为子模块电容电压；N为MMC桥臂支路包含的子模块数；E为系统线电压的有效值。

2.2.2 IGBT/Diode通态损耗数学分析

1）IGBT器件的通态损耗为

将F(α+θ)代入上式进行运算可得

令v0+rIdc=v1，1+k=k1，则

2）Diode的通态损耗理论公式为

代入相关量进行代数运算可得

式中，k2=1-k。

2.2.3 IGBT/Diode开关损耗数学分析

1）IGBT的开关损耗理论公式为

令E=Eon+Eoff

因此

式中：fs为器件的开关频率；M为半个工频周期内IGBT的开关次数；IN和VdcN分别为进行Eon和Eoff测试时的额定电流和电压值。

2）Diode的开关损耗理论公式为

式中，Er为二极管反向恢复能量损耗。

3 算例分析

在PSCAD/EMTDC软件中搭建仿真算例，基于2.1部分获得的开关器件特性参数和仿真得到的电压、电流数据，计算IGBT模块各部分的功率损耗。系统电压10 kV，MMC中每个桥臂包含两个H桥子模块，子模块电容的额定电压UcN为900 V，系统频率为50 Hz，IGBT器件选型依据前文中电压/电流应力采用英飞凌公司的FZ2400R17HE4B9，器件结温设为125℃。

此外，IGBT/Diode的开关频率高低将直接决定其开关损耗的大小。因此，在实际应用中为了降低损耗应尽量选择较低的开关频率；但过低的开关频率又会造成输出电压谐波畸变率（THD）增大的不利影响，所以需要综合考虑二者因素来选取合适开关频率。本文根据国际标准IEC61000中对谐波畸变率的要求[19-20]尽可能降低器件的开关频率，选择开关频率fs为450 Hz。依据式（6）、（8）、（11）、（12）分别计算MMC的单个子模块内各个IGBT和二极管Diode的通态损耗和开关损耗，进而可按式（1）相加得到单个子模块的总损耗，再乘以包含的总子模块数N即可求得MMC的损耗。另外，根据仿真波形在求得二极管不控整流桥的损耗后，将二者相加就可以得到总损耗。

3.1 MMC子模块损耗分布研究

图9所示为MMC单个子模块SMi内各个开关管（IGBT/Diode）的损耗曲线。

图9 单个子模块各开关管（IGBT/Diode）损耗曲线Fig.9 Loss curve of switches（IGBT/Diode）of individual sub-module

从图中可以看出，子模块内部各个开关管损耗分布是不相等且呈现出对称分布规律，即开关管器件T1与T4、V1与V4、T2与T3、V2与V3的损耗分别相等。表2为子模块工作模式，其列出子模块在输出正、负、零3种电压的子模块电流流通路径，从中可以得到：1）在子模块输出为正电压Usm时，由表中第2行根据流过子模块电流方向的正、负向不同可以得出开关管T1（V1）与T4（V4）对称；2）在输出为负电平-Usm时，由表中第3行可以得到开关管T2（V2）与T3（V3）对称；3）在输出电压Usm为零时，由于子模块处于上半部分导通（即电流通路为T1（V1）与T3（V3））和下半部分导通（即电流路径为T2（V2）与T4（V4））的概率相同。因此，在电流为正方向流通时（表2中第4行实线路径所示），同样可以得出开关管T2（V1）与T3（V4）对称，而在表中第4行虚线路径所示电流方向为负时可知，T1（V3）与T4（V2）对称。综上可知，全桥子模块中的损耗分布存在对称性规律。

表2 子模块工作模式Table 2 Working mode of sub-model

3.2 损耗定量分析计算

表3为大功率整流电路的损耗组成以及损耗统计结果。

表3 损耗分布及其总损耗统计结果Table 3 Loss distribution and statistical result of its total loss

4 结语

在实际装置的散热系统设计、器件选型过程中，损耗的准确计算显得尤为重要。本文对新型大功率整流电路的损耗特性进行理论推导和仿真分析研究。首先，介绍了该新型电路的拓扑结构及两种不同工作模式，设计了其控制策略并进行了仿真验证。然后，推导出了MMC子模块中IGBT/Diode的通态损耗和开关损耗理论计算表达式。最后，针对实际算例对其MMC单个子模块内的损耗分布规律以及总损耗进行定量计算。