射频接收前端的ADS设计与仿真

贾锋，杨瑞民

解放军电子工程学院，合肥230037

1 引言

随着无线通信和自动识别技术的不断发展，射频识别（RFID）技术近年来得到广泛应用，因此对射频信号分析测试的需求日益增长。在RF信号的研究与测试中，射频信号分析仪应用也越来越多。射频接收前端作为射频信号分析仪的重要组成部分，对整个接收系统的性能有着至关重要的作用，其主要功能是将接收到的高频信号转换成中频信号[1]。超高频（UHF）的860～960MHz频段在识别距离等方面的优势，使其成为最受欢迎的射频应用频段，射频信号分析仪性能的提升对其射频接收前端提出了更高的要求。同时，860～960MHz频段的射频信号分析仪的研制也可以作为全波段信号分析仪的研制的基础。

ADS（Advanced Design System）软件是Agilent公司在HPEESOF系列EDA软件基础上，发展完善的大型综合设计软件[2]。本文主要使用ADS软件对射频信号分析仪接收前端进行建模仿真，测量并仿真了接收系统的增益、噪声系数、灵敏度、动态范围等参数。

2 射频接收前端整体设计与仿真

2.1 射频接收前端结构的选择

射频接收前端是接收机的重要组成部分，也是接收机中最复杂的部分之一。射频接收前端的用途就是把期望信号从干扰和噪声中分离出来，从而进行进一步的处理。射频接收前端的结构直接决定了接收机的性能和用途[3]。常用的接收前端主要的拓扑结构有零中频结构、低中频结构和超外差结构三种[4]。零中频结构消除了镜像信号干扰问题，但其直流失调问题使其不能用于复杂的通信系统；低中频结构对寄生的直流偏差和本振泄漏不敏感，但该体系结构的一个缺点是它的镜像干扰抑制功能有限，另外还需要有良好相位噪声的可变高频本振，这也为合成器的设计增加了难度；超外差式结构由A rm strong于1917年提出，是应用最广泛的一种拓扑结构[5]，超外差式结构的主要问题是镜像信号的抑制和相邻信道的干扰，通过采用多级超外差式结构和外接的高Q值与大阶数滤波器可以很好地解决以上问题[6]。

由于超外差式结构通过适当地选择中频和滤波器可以获得精确的选择性和灵敏度，所以它是最稳定、可靠的接收前端结构[7]。综合考虑了接收前端零中频结构、低中频结构和超外差结构的优缺点，决定采用多次变频的超外差结构。

2.2 设计方案与主要技术参数指标

射频接收前端主要包括五大模块：滤波器、混频器、低噪声放大器（LNA）、自动增益控制（AGC）和本地振荡器。本设计采用超外差二次变频接收结构，首先将接收到的射频（RF）信号下变频到410.7MHz的高频信号，然后将高频信号下变频到10.7 MHz的中频信号，抑制干扰并实现大动态范围的自动增益控制（AGC），经处理后送至后续模块处理。系统整体设计框图如图1所示。

射频接收前端电路对整个接收的性能至关重要，考虑系统所要达到的性能，提出射频接收前端的主要技术指标如下所示。

（1）频率接收范围：860～960MHz；

（2）灵敏度：≥-90 dBm；

（3）噪声系数：NF≤10 dB；

（4）动态范围（DR）：90 dB；

（5）中频输出功率：0 dBm；

（6）中频输出频率：10.7MHz。

2.3 系统的设计与链路预算仿真

根据设计方案框图，利用ADS软件搭建出的系统仿真图如图2所示。

射频输入860～960MHz的信号，通过中心频率为输入信号频率的带通滤波器后经放大器放大，送到混频器与第一本振混频，得到410.7 MHz的高频信号，经滤波放大及自动增益控制后进行第二次混频，经AGC2调节处理后输出10.7MHz的0 dBm中频信号。

使用ADS中的预算仿真BUDGET对系统链路进行预算仿真，将混频器用2端原件代替，如图3所示。

对输入射频信号的功率进行扫描，随着输入信号的增大，可以很直观地看到AGC电路增益的变化。限于篇幅，这里只给出960MHz信号时扫描系统的最大、最小输入功率即－90 dBm和0 dBm的仿真结果，如表1所示。

从表1的仿真结果可以看出整个接收端的增益是随着接收信号的输入功率变化的，最后经接收端AGC放大处理后，输出的中频信号功率非常接近设计指标0 dBm。

图1 射频接收前端系统设计方案

图2 接收前端系统仿真图

图3 接收前端系统链路预算图

表1 接收前端系统预算仿真结果

3 系统指标计算与仿真

3.1 增益

接收机所需要的整体增益用分贝值表示时可通过式（1）计算[8]：

其中，Pin和Pout分别是接收机的输入输出功率值，单位dBm。从表1给出的仿真结果中，可以看出接收系统各个模块的增益值，图4、5给出了当射频取860 MHz时，对输入功率-90～0 dBm扫描，得到的输出功率和增益。

图4 接收前端输出功率

图5 接收前端增益仿真结果

从图4可以看出，系统输出中频信号的功率在－0.3～0.2 dBm之内有小幅度的波动，非常接近0 dBm的设计指标。

3.2 噪声系数

噪声系数[9]（NF）是定量描述一个器件或系统所产生噪声程度的指数。系统的噪声系数受许多因素影响，如电路损耗、偏压、放大倍数等。二端口网络的噪声系数定义为输入信噪比与输出信噪比的比值：

噪声系数是一个功率比值，通常用分贝值来表示，即对式（2）取对数：

输入噪声Ni为特定信号带宽内的温度噪声功率，在室温下的Ni（单位dBm）由下式给出；

式中B为接收机的带宽，单位为Hz。

对于由多个二端口网络级联而成的接收机系统，系统总的噪声系数计算公式如下[10]：

从式（5）可以看出，系统第一级的增益和噪声系数对系统总的噪声系数影响至关重要。因此，本设计将低噪声放大器放在接收系统的前端，以降低系统总的噪声系数。图6给出了系统的噪声系数仿真结果。

图6 系统的噪声系数仿真结果

3.3 灵敏度

接收机的灵敏度定义为：在给定的信噪比的条件下，接收机所能检测的最低输入信号电平。灵敏度是衡量接收机接收和检测微弱信号能力的指标[11]，与所要求的输出信号质量有关，还与接收机本身的噪声大小有关。接收机的灵敏度可由式（6）计算得出[12]：

其中，B为接收机的带宽（取1 MHz），NF噪声系数由以上仿真可知。由仿真得到系统的噪声系数在6～7 dB之间，这里取NF=7 dB，当SNR取10 dB时，可以得到系统的灵敏度为：

由式（7）可以看出，该设计达到了系统设计指标。

3.4 镜像抑制

镜像抑制度定义为在所用信号频率和镜像频率上分别输入等功率的信号时所产生的中频信号幅度比，通常用分贝dB表示。仿真时将射频频率换成镜像干扰频率，接收频段扫描时的镜像抑制结果，如图7所示。

图7 镜像抑制仿真结果

3.5 增益压缩和动态范围

对于一个单信号而言，当它在网络中的功率增益从理想状态下降1 dB的那个点就是1 dB压缩点(P1dB)。利用ADS软件对接收端进行大信号S参数仿真，用此工具对接收端进行仿真主要是为了测试接收端的1 dB增益压缩点P1dB。仿真的结果如图8所示。由表1及图7中可以看出，系统的P1dB约为1.906 dBm。

图8 大信号S参数仿真结果

动态范围（DR）是度量无线电系统所适应的最高和最低接收信号电平范围。通信系统的有效性取决于它的动态范围，即高性能的工作所能承受的信号变化范围[13]，可表示为：

根据式（8）及以上数值，可以计算出该系统的动态范围为：

满足设计指标要求。

3.6 互调失真

衡量接收机射频前端线性度的指标除了P1dB之外，还有一种指标即双音互调失真-三阶截断点。互调失真是指当两个或多个频率的输入信号同时进入接收系统的前端，由于系统的非线性，使得输出信号除原有频谱外，还有新的频率分量。互调指标的高低基本上反映了混频器的动态范围和线性度。互调失真是否出现在通带内取决于带宽和系统的中心频率、系统输入的信号频率及系统的非线性程度。仿真时输入两个不同频率的射频信号，分别是900 MHz和902MHz，输入功率是0 dBm，输出结果如图9所示。

标注点m1是10.7 MHz中频输出Pout功率是－0.005 dBm；标注点m2是三阶互调失真产物8.7MHz，功率PIP3等于－41.790 dBm。输入三阶截断点IIP3的计算公式如下：

可计算得出输入三阶截断点IIP3为20.889 dBm。

图9 双音信号输入时的仿真结果

3.7 群时延

群时延也称为包络时延，定义为相移相对于频率的变化率，即：

如果在某一个频率范围内，相位-频率特性曲线为一直线，在这一频率范围内的群时延为一常数，此时，信号的不同频率成分将有相同的延迟，因而信号经过传输后不发生畸变。实际上每一个选频网络都会使通过它的信号产生一些时延，信号频谱中的不同频率分量有不同的延迟。对系统接收范围频段扫描时的群时延仿真结果如图10所示。由图可见，在系统接收范围内，群时延都在0.3～0.4μs之间。

图10 接收机的群时延与射频频率关系

4 结论

研究了射频接收前端的体系结构，建立了射频接收前端的ADS仿真模型，并针对860～960 MHz的（UHF）频段进行了理论仿真。从仿真得到的射频前端性能指标数据分析，在整个工作频段内，增益都较为平坦，而且射频前端的稳定性较好，噪声系数较低，达到了预期的设计指标要求，同时，实现了高灵敏度选择、自动增益控制功能，充分说明了本文所设计的方案是可行的。

[1]袁杰.实用无线电设计[M].北京：电子工业出版社，2006.

[2]黄玉兰.ADS射频电路设计基础与典型运用[M].北京：人民邮电出版社，2010.

[3]方晶晶.1.5～512.0 MHz宽带数字射频（RF）接收前端的设计[D].哈尔滨：东北大学，2008.

[4]梁巧艳.30MHz～512MHz宽频带接收机射频前端设计[D].陕西延安：延安大学，2009.

[5]陈国宇，韦金辰.专用短波接收机射频前端预选滤波器设计与实现[J].应用科技，2006，4（11）：41-44.

[6]林杰.2.4 GHz接收机射频前端的研究及设计[D].重庆：重庆大学，2010.

[7]Boeck G，Pienkow ski D，Cirea R.RF front-end technology for reconfigurable mobile systems[C]//Proceedings of IEEE MTT-SIMOC，2003：836-868.

[8]王兵.宽带射频前端系统仿真研究[D].成都：电子科技大学，2006.

[9]Bow ick C，Bretchko J.射频电路设计——理论与应用[M].北京：电子工业出版社，2002.

[10]Su Qingxin，Liu Jigang，Chai M.RI：Components in 3G mobile communication systems[C]//Proceedings of the 12th National Conference on Electronic Components，2002：15-18.

[11]Pui-In M，Seng-Pan U，Martins R P.A low-IF reconfigurable receiver with two-step channel selection technique for multi-standard applications[C]//Proceedings of ISCAS，2004：417-420.

[12]Jérome Le Ny，Bhavana T，Jonathan M.A 1.9 GHz low noise amplifier[C]//Proceedings of EECS 522 Analog Integrated Circuits Project，2002：1-6.

[13]Young J K，Bolme G，Lyles J.LANSCE 201 MHz and 805 MHz RF system experience[C]//Proceedings of IEEE Particle Accelerator Conference，2007：2412-2414.