一种利用门电路实现可靠启动的基准电流源

陈华等

摘 要： 为了解决电流和模式的基准电路的潜在启动失败问题以及使电路更加低功耗、低复杂度、高稳定性，提出了一种利用数字门电路实现可靠启动的CMOS带隙基准电流源。Spectre仿真表明，在1.8 V电源电压下，功耗为180 μW，电路输出20 μA参考电流，温度系数为11.9 ppm，线性度为1 054 ppm/V， 输出噪声电压为0.1 mV，电源抑制比为-42 dB。采用TSMC 0.18 μm CMOS工艺流片。测试结果表明，电路能在15.4 μs内实现可靠启动，输出参考电压稳定在1.28 V，其温度系数为89 ppm。该基准电流源已经成功地应用于工业自动化无线传感网（WIA）节点芯片的频率综合器中，并取得良好的应用效果。

关键词： 频率综合器； 带隙基准电路； 电流和模式； 启动电路

中图分类号： TN752?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）19?0143?03

Reliable startup of bandgap reference current source by using gate circuit

CHEN Hua，GUO Gui?liang， LUO Chao， LIU Sheng?you， LAI Qiang?tao， YAN Yue?peng

（Institute of Microelectronics， Chinese Academy of Sciences， Beijing 100029， China）

Abstract： A reliable and fast startup circuit of CMOS bandgap reference （BGR） current source， which is realized by a digital gate circuit， is proposed to solve this problem of potential fail to start up BGR circuit with current sum mode to the correct working state and make BGR less power， less complicate and higher stability. Spectre simulation shows BGR circuit can output 20 uA reference current with temperature coefficient of 11.9 ppm and linearity of 1 054 ppm/V at 1.8 V supply voltage. What′s more， the output noise voltage is 0.1 mV and PSRR is -42 dB. With TSMC0.18um CMOS process， the measured results indicate that BGR circuit can reliably start up in 15.4 us， whose output reference voltage is stabilized at 1.28 V and temperature coefficient is 89 ppm at -40～125 ℃. The bandgap reference current source has been successfully applied to the frequency synthesizer in the node chip in WIA for industrial automation.

Keywords： frequency synthesizer； bandgap reference circuit； current sum mode； startup circuit

0 引 言

在工业无线传感网（WIA）节点芯片的频率合成器中，需要零温度系数的参考电流作为电荷泵及电流模分频器的偏置电流，这种电流有助于提升模块的性能，从而改善锁相环的整体性能。传统的基准电路只能提供零温度系数的参考电压[1?4]。文献[5]最早提出利用电流和模式的带隙基准电路产生零温度系数参考电流，但需要额外的上电复位信号来启动；文献[6]指出该结构电路可能会进入三极管没有被正常导通的第三个“简并”偏置点，也即启动失败状态，采用拷贝三极管电流并触发启动管的方法来摆脱这个偏置点。文献[7]则采用一个比较器来实现。这些方案都是模拟方法，增加了电路的复杂性和功耗，有的还容易产生不稳定。

为了既能实现可靠的启动，又能适当降低电路的复杂度，降低功耗，提高稳定性，本文提出了一种数字方案，利用自身输出的参考电压和门电路来触发启动，并且通过仔细设计运放和基准部分使得该基准同时具有低温度系数、低噪声和高电源抑制比，从而满足系统要求。

1 传统的带隙基准源

传统基准源电路如图1所示，若[M1=M2=M3=M4，][Q1=][Q3=（1n）?Q2；]运放增益足够大，使得[vip≈vin，]则有：

[Iref=I1=I2=I3=VT?lnnR1∝T] （1）

[Vref=R2?lnnR1VT+VBE3] （2）

理论上若式（2）的[VT]系数为17.2时，参考电压可实现零温度系数，但式（1）参考电流是PTAT电流。关于运放AMP的设计，由于[vip≈VBE1≈]0.7 V，需要合理选取输入管的种类，使得输入管和尾电流管都处于饱和区；输入管[W?L]尽可能大，以提高匹配，降低失调电压；有源负载管和自偏置管的[L]尽可能大，以提高PSRR；最好单级实现，以增强整体的稳定性。关于核心部分设计，要注意Q2的发射极电流密度不要太低，这就要求倍数[n]不宜取得过大，或者在发射极电流不是很大的情况下，三极管不宜取最大尺寸，比如10 μm×10 μm。另外，M1～M4的[L]必须取大以提高PSRR。文献[8]指出电容[C1]容值要选取合理，一方面使得AMP和M2组成的负反馈支路稳定，另一方面使得负载端信号对M1～M4栅极的扰动降至最低。

该电路的缺点是，提供的基准电流[Iref]是PTAT电流，不适合本项目的需要，所以需要寻找其他的实现方案。

2 本文提出的带隙基准源

2.1 核心电路设计

为了得到零温度系数的参考电流，采用Banba结构，即在传统结构上，左右支路各并联一个电阻，阻值一样，如图2所示。若[M1=M2，][Q1=（1n）?Q2，]运放使得[vip≈vin，]则有：

[I1=（VT?lnn）R1] （3）

[I2=VBE1R2] （4）

[I3=I1+I2=1R2R2?lnnR1VT+VBE1] （5）

理论上若[VT]系数为17.2，可得到零温度系数的电流[I3，]通过选择合适的[R2]值可获得需要的电流值。若[M3=（1m）?M2，]则有：

[Vref=I3m?R3=R3m?R2R2?lnnR1VT+VBE1] （6）

如果忽略[R3R2]的温度系数，可得到零温度系数的[Vref。]由于增加了一个变量[m，]这样可以更灵活地设置[Vref]值。该结构省去三极管Q3，可以更好地做匹配，同时也减小了面积。电容[C1]和[C2]用来稳定电路。另外，考虑到运放输出端的驱动压力，基准电流[I3]的拷贝管不宜多，最好用电流镜接M4的漏端，然后再拷贝，注意管子的[L]要取大。

由于存在并联电阻，该电路存在第三个稳定点，例如当[I3]电流比较小时，[Q1，Q2]不导通，小电流全部从[R2]流走，此时运放和M1，M2照常工作。为了让电路脱离这一不希望的简并点，当电流比较小时，要求[I2R2>VBE1，][R2?R1，]另外还需要仔细设计合适的启动电路。

2.2 运放和启动电路设计

本文提出的运放电路和启动电路如图3所示。运放采用单级，通过MP3和MN4自偏置；启动电路是由[Vref、]反相器、与门、MN5、传输门TG1来组成。电路有2个工作模式，当PDB=0时，电路处于关断模式。此时，TG1关闭，开关管MP4导通，将[Vo]拉高到[VCC，]关断运放和核心电路，[Vref≈0。]

而当PDB=1时，电路处于工作模式。此时MP4关闭，TG1导通，MN5在短时间内导通，拉低[Vo，]运放自偏置部分（管子MP3和MN4）建立偏置电压，同时核心电路的M1～M4导通，Q1，Q2流过一股大电流，核心电路慢慢建立，当[Vref]电压升至反相器的阈值时，信号A变0，关断MN5和MN6，导通TG2，运放自偏置工作。运放检测输入端[vip]和[vin]的差值，利用M1和M2管进行反馈调节差值，同时[Vo]电压也慢慢建立起来，如图4所示。于是，整个电路进入希望的稳定工作状态，输出零温度系数的参考电流。

注意，MN1和MN2管的阈值电压必须比较低，才能使得在VINCM=VBE1≈0.7 V时，MN3能饱和工作，为此，选择中等阈值电压的管子nmosmvt（Vth=0.3 V）。由于没有用共源共栅结构，所以MP1～MP3， MN1～MN4的[L]尽可能取大，一方面可以提高PSRR，另一方面可以提高匹配，减小输入失调电压。

3 版图及后仿真

一个良好的版图设计可以减小前后仿真的差异，提升电路性能，增强电路可制造性和一致性。版图设计中要特别注意器件的匹配和布局布线的合理性[9]。

针对基准电路中的关键器件，三极管和电阻分别考虑如下：Q2管的个数取8，Q1管取1，3×3共中心排布，中心放Q1管，外围放Q2管。电阻采用高阻值poly电阻，等比例复制方法，即使用单元电阻条，采用并联串联方法实现所需阻值。连线采用金属，避免使用拐角，避免拐角误差。电阻外围采用dummy电阻增强电阻的匹配和精度，减小工艺误差。本文设计的版图如图5所示。

利用Calibre xRC对版图进行寄生参数提取，然后仿真，得到参考电流的温度系数曲线如图6所示；它随电源电压变化的线性度曲线如图7所示；参考电压[Vref]温度系数曲线如图8所示，曲线呈现单边伞形是由于内部电阻[R3]自身有温度系数，干扰了参考电流的温度特性，从而导致[Vref]温度系数比较大。其他仿真参数见表1。

4 流片测试结果

在TSMC 0.18 μm CMOS工艺上进行流片，芯片照相如图9所示。由于测试参考电流比测试参考电压要复杂，不易控制且不易测试准确，所以本次采用测试参考电压的方法，来测试该基准电路的启动情况及温度系数。

使用Agilent MSO?X 2022A示波器测试该基准电路的启动情况，如图10所示，可见该基准电路能在15.4 μs内可靠地快速启动。利用温度箱espec su?261和数字多功能表Agilent 34410A Digit multimeter测试参考电压的温度系数，如图11所示，可算温度系数为89 ppm。这两项测试结果见表1。

5 结 论

本文提出了一种基于电流和模式的基准电流源，利用简单的门电路和开关管实现了电路的可靠启动，解决了存在于电流和模式下的潜在启动问题，即保证电路上电后启动到合适的偏置点；同时该结构具有数字化、高稳定性、低功耗，低噪声等特点。该基准电流源已经成功地应用于WIA系统的射频收发机中，取得了良好的性能。

注：本文通讯作者为陈华。

参考文献

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