一种耦合电感双输入升降压变换器

张君君 孙 凯 吴红飞 曹 锋 邢 岩

（1.南京航空航天大学自动化学院江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016 2.清华大学电机系电力系统国家重点实验室 北京 100084）

1 引言

热能温差发电（Thermoelectric-Generator,TEG）利用热导体的温差电势将热能转化成直流电能，实现绿色无污染发电，在工业废热回收[1]、汽车尾气废热利用[2]、航天深空探测器供电系统[3]等领域具有广泛的应用前景。特别在航天深空探测任务中，由于航天器所处空间环境特殊，传统能源如太阳电池无法正常工作；而放射性同位素温差发电器（Radioisotope Thermoelectric Generator,RTG）不受太阳光和其他环境条件的影响，且能量-质量比高，是星际探测器首选的核电源[3]。

在TEG 能源系统中，单个TEG 模块输出功率较小，通常采用多个TEG 模块串并联的方式拓展系统功率等级，但由于各TEG 模块所处温度环境等工况不尽相同，其输出特性相互之间差别较大，无法使每个模块同时输出最大功率。为了充分利用每个TEG 模块所产生的电能，可以为每个TEG 模块配备一个独立DC-DC 变换器以实现最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking,MPPT），如图1a所示，但会使得系统结构复杂、成本提高。一种解决方案是将图1a 中多个DC-DC 变换器用一个多输入变换器（Multiple-Input Converter,MIC）代替，每个输入侧单独控制、实现分布式MPPT[6]。另一方面，TEG 模块的输出电压随温度变化范围很宽，而其典型应用为向蓄电池、超级电容等充电，电池（电容）侧电压随荷电状态的不同也在宽范围内变化，需要采用升降压变换；此外，TEG 模块的MPPT对其变换器的输入电流纹波敏感，纹波较大会影响其MPPT 性能[4,5]；因此，研究适应输入宽电压范围、低电流纹波的多输入升降压变换器具有重要意义。

图1 TEG 能源系统结构图 Fig.1 Diagram of the TEG energy system

文献[7,8]提出几种反激式隔离型MIC，分别通过磁心耦合、开关单元串并联等方式实现多路输入，电路结构简单、方便多路拓展，但变压器设计相对复杂且开关管电压应力较高。文献[9-11]提出Buck- Boost 式、Cuk 式、Sepic 式等非隔离型MIC，可以实现多路输入升降压变换，控制简单灵活，但存在诸如输入输出电压反极性、器件应力高、滤波/储能电感体积大、输入输出电流断续等问题。H 桥式MIC 以其输入输出同极性、磁性元件数目少等优势而在光伏发电、通信电源等场合得到广泛应用[12,13]，但其输入为脉冲电流，不满足TEG 大电流、低电流纹波的要求[4,5]。

由Boost、Buck 单元级联构成的双管升降压变换器具有输入输出同极性、低电流纹波、器件应力低等优势，在TEG 系统中越来越受到关注[4,5]，但需要采用两个电感，体积和重量大，且只能实现单入单出。本文将其拓展，提出一种高功率密度的耦合电感双输入升降压变换器（Double-Input Boost- Buck Converter with Coupled Inductor,DIBBC-CI）。该变换器可以适应多输入源供电、升降压变换、低电流纹波应用场合，并实现分布式MPPT；同时输入、输出滤波电感共用磁心且反向耦合，可以减少磁心数目并减小磁心直流磁通，提高变换器的效率和功率密度。

2 DIBBC-CI 变换器拓扑

TEG 模块的电气特性可以等效成电压源（et）和内阻（rt）串联[4,5]，如图2a 所示，且et随温差变化范围很宽；温差越高，et值越大，TEG 模块所能输出的最大功率就越高，典型TEG 模块的输出电压-电流、输出功率-电流特性曲线如图2b 所示。典型的“TEG－蓄电池”系统中，蓄电池电压（如标称电压24V、充满电压28V）略低于TEG 模块开路电压（如8～32V）最高值。因此，桥接TEG 模块和蓄电池的升降压变换器升压工作范围较大、降压范围较小，是一种极端升降压变换。

图2 TEG 等效电路模型和V-I、P-I 输出特性 Fig.2 Equivalent circuit and V-I,P-I characteristics of the TEG module in different temperatures

针对上述应用场合，本文提出的耦合电感双输入升降压变换器拓扑如图3 所示。该变换器由2 个Boost 单元（记为1#、2#）和1 个Buck 单元级联而成。图中输入端Vin1、Vin2分别为TEG 发电模块，Q11、Q21、Qo1为主开关管，Q12、Q22、Qo2为同步整流管，Lin1、Lin2分别为1#、2#输入滤波电感，Lo1、Lo2为Buck 单元输出滤波电感；Lin1、Lin2分别与Lo1、Lo2共用磁心且反向耦合，同时Lo1、Lo2顺向串联连接。

图3 提出的耦合电感双输入升降压变换器拓扑 Fig.3 Proposed topology of DIBBC-CI

两个Boost 单元的占空比独立控制以分别实现两个TEG 源的分布式MPPT，其主开关管Q11、Q21可以同步或交错开通。研究表明，交错工作令输入端电流纹波幅值较小且等效脉动频率为开关频率的两倍，有助于减小电感、电容的体积和重量[8]，因此本文采用交错控制方式。

3 DIBBC-CI 工作原理

3.1 工作模式

忽略电路损耗，依Vin1、Vin2和输出电压Vo的关系，DIBBC-CI 主要有两种工作模式：

（1）工作模式A：当Vin1＜Vo且Vin2＜Vo时，两Boost 单元升压而Buck 单元直通，此时Qo1导通，Qo2关断。中间电容Cm电压Vcm=Vo，两Boost 单元分别控制稳定输出电压Vo。

（2）工作模式B：当Vin1＞Vo且Vin2＞Vo时，若Vin1＞Vin2，1#Boost 单元直通，此时Q12导通，Q11关断，2#Boost 单元升压、输出电压为Vcm=Vin1，Buck单元降压控制输出电压Vo。（若Vin1＜Vin2，则2#Boost单元直通，此时Q22导通，Q21关断，1#Boost 单元升压、输出电压为Vcm=Vin2）。

3.2 工作模态分析

为简化分析，假设：

（1）Lin1=Lin2=Lin，Lo1=Lo2=Lo，Lin1与Lo1、Lin2与Lo2耦合系数均为k、互感为M。

（2）开关器件均为理想器件，1#、2#Boost 单元的主开关管交错开通，其占空比分别记为d1、d2，Buck 单元的主开关管占空比为d3。

工作模式A：在工作模式A，DIBBC-CI 一个工作周期可能存在四种工作模态。以d1＞0.5、d2＜0.5、d1-d2＜0.5 为例分析，其主要工作波形图如图4a 所示。其中，vGS11、vGS21、vGSo1分别为Q11、Q21、Qo1驱动信号，iLin1、iLin2分别为Lin1、Lin2电流，iLo为Lo1（Lo2）电流。

模态I（t0～t1）：Q11导通、Q21关断，Q12关断、Q22导通，iLin1上升，iLin2、iLo下降，有

模态II（t1～t2）：Q11、Q21导通，Q12、Q22关断，iLin1、iLin2、iLo上升，有

模态III（t2～t3）：Q11关断、Q21导通，Q12导通、Q22关断，iLin1、iLo下降，iLin2上升，有

模态IV（t3～t4）：Q11、Q21关断，Q12、Q22导通，iLin1、iLin2、iLo下降，有

由模态分析，电流iLin1、iLin2在其对应主开关管导通期间分两段（分别对应两个模态I、II）线性上升、关断期间分两段（分别对应两个模态III、IV）线性下降；电感耦合使iLo也存在纹波。

在工作模式A，根据d1、d2大小，DIBBC-CI有6 种工作情形，每种情形包含上述4 种或其中3种工作模态，详见表1。

表1 工作模式A 下6 种工作情形工作模态 Tab.1 Operating modes under six situations in mode A

工作模式B：Vin1＞Vin2＞Vo时，1#Boost 单元直通、2#Boost 单元开关管Q21与Buck 单元开关管Qo1交错开通，一个工作周期可能存在四种工作模态，以d2＜0.5、d3＞0.5、d3-d2＜0.5 为例分析，其主要工作波形图如图4b 所示。与上述工作模式A类似，其四种开关模态分别对应：I—Qo1导通、Q21关断，II—Qo1、Q21均导通，III—Qo1关断、Q21导通，IV—Qo1、Q21均关断，具体模态分析不再详述。

图4 两种工作模式下主要工作波形 Fig.4 Key waveforms for the two operating modes

在工作模式B，根据d2、d3大小，DIBBC-CI有6 种工作情形，每种情形包含上述4 种或其中3种工作模态，详见表2。

表2 工作模式B 下6 种工作情形工作模态 Tab.2 Operating modes under six situations in mode B

4 电感耦合系数的影响分析

4.1 磁心直流磁通

反向耦合的两个绕组产生的直流磁通相互抵消，使磁心中直流磁通大大减小，即两耦合绕组之间交换能量，令磁心储能大大减小，因此可以有效减小磁心体积和损耗。同时，耦合系数越大、耦合越紧密，两绕组产生直流磁通的抵消效果越好[15]。

以磁粉芯材料为例，其B-H、μ-H 曲线如图5所示。电感不耦合时，各自工作点为M 点和N 点；反向耦合后，两绕组产生直流分量相互抵消，抵消后磁心工作点为P 点，且有B3＜B1、B3＜B2、μ3＞μ1、μ3＞μ2。电感反向耦合磁通抵消后，磁心工作磁通密度B 变小，电感不容易饱和；工作磁导率μ 增大，电感所需匝数减少。

图5 磁粉芯标准磁化曲线 Fig.5 Standard magnetization curve of powder cores

4.2 输入电感电流纹波

考虑到输入电流纹波对TEG 工作不利[4,5]，以工作模式A 工作情形①下及1＃Boost 单元为例，分析电感耦合系数对输入电感电流纹波的影响。

混合青贮是把两种或两种以上具有不同营养特性的牧草按一定比例混合，达到成功青贮或提高营养价值的一种青贮方法。由于甜高粱富含可溶性糖而蛋白质含量偏低，而苜蓿富含蛋白质而可溶性糖含量偏低，因此选择甜高粱与苜蓿混合青贮更具优势，二者混合青贮不仅可以解决苜蓿单一青贮不易成功的缺陷，而且还可以解决甜高粱青贮蛋白质含量偏低的问题，可以达到互补的优势效果。

由模态分析，可以推导出工作情形①下1# Boost 单元电感电流纹波

用Vin1d1Ts/Lin1对ΔiLin1标幺化，得到电流纹波

图6 电感电流纹波随耦合系数变化曲线 Fig.6 Curve of inductive current ripple increment versus coupling coefficient

电感耦合会造成电流纹波增大，式（6）中的第二项则是电感耦合造成的电感电流纹波的增加量，用δ(%)表示之。图6 给出工作模式A 工作情形①下 Vin1=16V、Vin2在12～24V 变化时δ 随耦合系数k的变化曲线。可见，k＜0.4 时，电流纹波增加量很小，小于10%，对TEG 工作影响很小，可以忽略；而k 接近于1 时纹波电流随k 增大而迅速增加。

同理可得工作模式A 其他5 种情形下的电感电流纹波增加量δ 表达式见表3，且经分析均能得到与上述工作情形①相同结论。

表3 工作模式A 下6 种工作情形电感电流纹波增量 Tab.3 Standardized increment of inductive current ripple under six situations in mode A

综合上述分析，设计耦合电感应折衷考虑绕组反向耦合令直流磁通抵消和电流纹波增加两方面的利弊，宜选取耦合系数0.3～0.4。

5 控制策略

对于“TEG-蓄电池”具有三个端口的系统而言，需保持各端口间的功率平衡。两个TEG 输入端需要进行分布式MPPT 控制，以获得最大输出功率；蓄电池端需要进行恒流或恒压控制，以实现蓄电池恒流/恒压充电和防止过充。当蓄电池参数未到达设定值时，两TEG 输入端应工作于MPPT 控制模式；否则，输入端将退出MPPT，输出端处于恒流或恒压控制。通过引进竞争机制，选取MPPT、恒压、恒流三种调节器输出的最小值作为各单元控制电压，实现变换器在MPPT、恒压、恒流三种模式之间自由平滑切换，总体控制框图如图7 所示。

对于Boost 级联Buck 变换器拓扑，本文采用双三角载波脉宽调制方式，其原理示意图如图8 所示。图中，vBoost1、vBoost2、vBuck分别为Boost 单元和Buck 单元调制三角载波，vBoost1(vBoost2) 与vBuck临界交截，且vBoost1、vBoost2相位相差180°；vc1、vc2分别为1#、2#Boost 单元控制电压，Buck 单元控制电压vc3为vc1和vc2的最小值。

图7 变换器控制框图 Fig.7 Block diagram of control for the converter

图8 变换器PWM 调制策略 Fig.8 Control scheme of pulse-width modulation

其调制工作原理为：在工作模式A 下，vc1与vBoost1交截，vc2与vBoost2交截，1#和2#Boost 单元均工作于升压模式，vc3=vc2不与vBuck交截，Buck 单元直通；在工作模式B 下，vc1不与vBoost1交截，1#Boost单元直通，vc2与Bboost2 交截，vc3=vc1与vBuck交截，2#Boost 单元工作于升压模式，Buck 单元工作于降压模式。采用上述调制策略，使得在任意时刻仅有两个单元开关工作（另一单元直通），且能实现变换器在两种工作模式A 和B 之间自由平滑转换。

6 实验结果

为了验证所提出的DIBBC-CI 工作原理，设计完成450W 实验样机：采用“电压源+内阻”模拟TEG 模块，输出24V（恒压模式）或20A（恒流模式），开关管IPP084N06L3G，三个电感采用两个电感磁心（APH36P60），Lin1=Lin2=21.9uH、Lo1=Lo2= 5.0uH、耦合系数k=0.3。

图9a 为工作模式A 的实验波形（Vin1=16V、Vin2=8V），#1 和2#Boost 单元升压而Buck 单元直通，iLin1、iLin2波形与图4a 理论分析一致；图9b 为工作模式B 的实验波形（Vin1=30V、Vin2=20V），1#Boost单元直通、2#Boost 单元升压、Buck 单元降压，iLo、iLin2波形与图4b 理论分析一致。

图9 DIBBC-CI 稳态工作波形 Fig.9 Steady-state experimental waveforms

图10 为et1=et2=32V 时负载突变的动态过程。其中图10a 为变换器在恒压-恒流-恒压模式之间切换，图10b 为恒压-MPPT-恒压模式切换，实验结果表明变换器动态性能良好，模式切换平滑，验证了控制策略的有效性。

图10 DIBBC-CI 动态工作波形 Fig.10 Transition process experimental waveforms

图11 给出了TEG 模块开路电压（et1=et2）为32V、20V 时，DIBBC-CI 变换效率随输出功率变化的曲线。由效率曲线可知，20V 时最高效率约为96.4%，满载效率约为95.4%；32V 时最高效率约为96.8%，满载效率约为94.8%。同时注意到，20V时变换器仅工作于模式A，两路Boost 同时升压工作，效率曲线为一段；32V 时变换器效率曲线分为两段，分别对应两种工作模式，且在工作模式A 下效率稍高。

图11 变换器变换效率 Fig.11 Tested efficiency of DIBBC-CI

7 结论

理论分析和实验结果表明，所提出的耦合电感双输入升降压变换器，Boost-Buck 单元级联结构可以适应热电发电系统对其变换器低电流纹波、宽电压范围输入特性的要求；可以在双输入源极端不一致的工况下实现分布式MPPT；Boost 电感与Buck电感反向耦合集成，减少了磁心数量，且两绕组直流磁通抵消、使直流偏磁磁通大大减小，有效地提高了磁心利用率和变换器功率密度。分析还表明，耦合系数越大，磁通抵消效果越好、但输入电感电流纹波越大，设计时折衷考虑取为0.3～0.4。

本文方法和原理可以推广应用于多输入升降压变换器。

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