1 kW推挽升压开关电源设计

张维强，李永建，薛 刚，曹 磊

（河北工业大学 电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室，天津 300130）

1 kW推挽升压开关电源设计

张维强，李永建，薛 刚，曹 磊

（河北工业大学 电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室，天津 300130）

介绍一款以SG3525为主控芯片，采用推挽拓扑结构，利用高频变压器对12 V直流进行隔离升压的开关电源；通过 SG3525控制器产生高频脉宽调制（PWM）波，控制开关管通断，对输入信号进行升压整流．推挽电路中加入了有源钳位电路，可以减少开关管的漏极尖峰．变压器的设计利用初级并联次级串联方式来提高整机的效率．并设计了电池过压、欠压、过流、过热等保护电路．经仿真和实验验证该开关电源具有效率高、可靠性高、电路简单、电磁干扰小等优点．

推挽升压；SG3525；脉宽调制；保护电路

0 引言

车载供电、光伏电池一般为直流12 V（或24 V）左右．为了能向后级用电电器提供电能，需要前级高效的升压变换器，通常采用推挽式拓扑结构[1]．推挽式电路具有驱动电路简单、开关变压器磁芯利用率高、输出电流瞬态响应速度高，电压输出特性好等优点．但是由于器件的参数和驱动电路脉冲宽度不容易保证其一致性，容易造成变压器的磁芯偏磁，而且变压器带有中心抽头，开关管的承受电压较高；由于变压器原边漏感的存在，功率开关管关断的瞬间，漏源极会产生较大的电压尖峰[2]，另外输入电流的纹波较大，因而输入滤波器的体积较大．为了消除开关管的电压尖峰和提高整机效率，在传统的推挽变换器中加入了有源钳位电路和变压器的设计改用初级并联次级串联方式[3]．

考虑汽车内恶劣的工作环境对开关电源的电气性能、空间大小、抗干扰能力和安全性都有较高的要求，因此提高开关电源的前级升压的效率显得及其重要．

本文设计了一款1 kW 的推挽升压开关电源，对其设计的电路进行参数设计和实验，为了保证可靠性，还进行了电池的过压、欠压、过流和过热保护的设计．

1 推挽电路的工作原理及电路图

比较典型的推挽式变换器电路[4]，如图1所示．该变换电路结构紧密、容易驱动，且高频变压器为双向励磁．在控制电路PWM波信号的驱动下，VT1、VT22个开关管不断交替通断，将直流输入电压变换成交流高频脉冲电压，再经整流滤波将脉冲交流变为直流高压．图中N1=N2，2个开关管VT1、VT2在驱动电路激励PWM波信号的控制下交替通断，将输入的直流电压变换成高频交流的电压，再经整流滤波变为所需要的直流电压．在变压器的原边，推挽电路有2个开关管VT1和VT2，2个原边绕组N1和N2，在变压器的副边有绕组N3，全桥整流二极管VD1～VD6，及输出滤波电感为L1，输出滤波电容为C3，负载为R．其中VD1、VD2分别为2个开关管寄生的反并二极管，C1、C2分别为2个开关管寄生的结电容．

图1 推挽电路原理图Fig.1 Push-pull circuit principle diagram

首先分析推挽升压主电路的工作原理．在进行分析前，假定所有的功率器件都是理想型器件，即VT1、VT2能瞬时开通和关断，每个功率开关管内部自带的二极管VD1、VD2均为理想二极管．2个开关管每个工作周期为T，导通时间均为Ton，占空比均为：D=Ton/T．在变压器输出交流电压的1个周期内，电路工作模态主要有如下4种[5]：

1）模态1[t0t1]

在t0时刻，VT1导通，VT2截止，Uin通过VT1加到变压器的初级绕组N1上．二极管VT3、VT6导通，电感电流经过变压器副边绕组、滤波电容C3及负载R，电感电流逐渐增大．由于变压器的作用，因此将有2倍的输入电压（2Uin）施加到截止的开关管VT2上．此模态等效电路如图2所示．

2）模态2[t1t2]

当激励消失时，即t1时刻，VT1、VT2管均截止．其集电极施加的电压均为输入电压Uin．变压器初级绕组中的电流为0，电感L通过4个二极管续流，每个二极管流过的电流为电感电流的一半，电感电流下降．

3）模态3[t2t3]

在t2时刻，VT2导通，VT1截止，Uin通过VT2加到变压器的初级绕组N2上．二极管VT4、VT5导通，电感电流经过变压器副边绕组、滤波电容C3及负载R，电感电流逐渐增长．由于变压器的作用，因此截止的开关管VT1上也将有2倍的输入电压（2Uin）．此模态等效电路如图3所示．

4）模态4[t3t4]

在t3时刻，VT1截止，VT2截止，此模态同模态2．

推挽升压电路的工作过程中，当其中只有1个开关管关断时，其漏源极之间的电压将为2倍的输入电压（2Uin），从图4所示的波形中也可看出．在开关管加入死区时间是为了避免烧坏开关管，以防同时导通．在推挽电路中2个开关管即使都不导通，在导通前流过整流二极管的电流不能立即消失，会在变压器副边出现类似短路的电流，在开关管导通瞬间，如果这个电流没有消失，再通过变压器电感耦合，这个短路电流流经开关管会在其两端形成1个电流尖峰．在开关管由导通转向截止时，由于变压器原边侧漏感和引线等效电感的存在，漏感两端的电流不能立即突变，产生很高的反向感应电动势直接作用在开关管漏源极两端，形成较大的电压尖峰．此时开关管漏极电压就不仅仅是输入电源电压，也包括了漏感两端电压，如果在另1个开关管导通前，漏感储存的能量在死区时间内没有完全释放，这样就形成了电压尖峰．

图2 模态1等效电路图Fig.2 Mode1 equivalent circuit diagram

图3 模态3等效电路图Fig.3 Mode3 equivalent circuit diagram

图4 主要参考波形图Fig.4 The main reference waveform

通过分析开关管漏源极出现的尖峰，在推挽电路变压器的原边绕组侧并入了1个开关管VT3，为了防止VT3寄生二极管的导通，电路还加入2个二极管D1和D2，其中VT3只在VT1、VT2死区时间内导通．这样VT1、VT2漏极的尖峰就限制在D1、D2和VT3的压降之和，然而这个压降很小，漏感的尖峰的能量也能释放回输入电池电源和C4．对于采用低电压大电流电池供电的应用场合，这种电路的损耗更小，效率更高，因为漏感的储能比较小，所以在VT3选型时可选择较小的额定电流，从而节约了成本．改进的电路图如图5所示．

在推挽电路连续工作的周期中，由于2个对称的开关管每次只能有1个导通，因此开关管的导通效率高、损耗小．又因为变压器采用的双端方式工作，体积相对而言很小，磁芯利用率也较高．因此在低压输入大功率的升压系统中应用越来越广泛．

图5 改进的推挽电路原理图Fig.5 Push-pull circuit principle diagram of the improved

2 1 kW主电路设计

2.1 系统组成及工作原理

整个系统主要由5部分组成，包括输入电源、两路对称的推挽控制电路、全桥整流滤波电路、直流母线反馈稳压电路和保护电路[6]，如图6所示．在PWM波的控制下，两路对称推挽电路在变压器副边侧串联输出360 V的交流脉冲，再经整流滤波后生成330 V的直流电，稳压控制电路是将输出的高压直流采样后，与参考电压比较，经光耦隔离将比较结果反馈到SG3525芯片中，调节占空比来进行稳压控制．

图6中VT1～VT4为MOSFET开关管，型号为RU190N08Q，VT1、VT3与VT2、VT4为两路信号，在SG3525输出的PWM信号控制下交替导通．占空比调节是通过外围电路采样比较电压输入到SG3525进行调节的．

图6 系统结构图Fig.6 System structure diagram

2.2 高频变压器设计

高频变压器在电路中起着升压隔离和能量传递的双重作用，是系统至关重要的一部分．推挽电路中的高频变压器为双向励磁方式，变压器的利用率比较高，考虑到冗余设计其主要参数为：输入电压：12 V；输出电压：360 V；输出功率：1 000W；工作频率：50 kHz；额定输出电流：5 A；变压器器效率：85%．

在变压器设计中，采用2个变压器初级并联次级串联结构[7]，此结构不仅保持了每个变压器电路的优点而且变压器匝数比也将减为原来单个变压器时的一半，且串联输出的电压与原来一样．另外由于匝数比减小，这样能较好的解决初级和次级的耦合问题，也能减小变压器损耗，有利于功率的输出．当输出功率相等时，流过变压器初级和功率开关管的电流都会减少一半，每个变压器的初级铜耗和每个开关管的导通损耗都将减为原来的四分之一，所有变压器的初级铜耗和所有开关管的导通损耗也将减为原来的一半，这样不仅有助于减少开关管的电流尖峰，而且有效的提高了变压器的效率．

变压器参数如下：

变压器输入电压Uin=12 V，输出电压V0=180 V，额定输出电流I0=5 A，二极管的压降Vdf=0.6 V，变压器效率为=85%，因此每个变压器的输出功率为

可以取磁芯磁通密度Bw=0.1 T，线圈导线电流密度J=KjAwAeX，其单位为A/cm2，Kj，X为温度参数值，分别取值为366、 0.12，窗口使用系数为K0=40%，Kf为波形系数，取常数4．变压器的工作频率fs=50 kHz，变压器的磁芯类型可根据磁芯的窗口面积Aw和磁芯的有效面积Ae来确定．其AP的表达式为[8]

由公式 (2)可以看出，选取EE55或EI60磁芯都可满足要求，这里选择EE55磁芯，其中Aw=386.34mm2、Ae= 354.00mm2．将Aw、Ae的值带入式3可求得电流密度为

绕组线径和匝数计算如下．

初级绕组线径面积：

初级绕组匝数计算：

次级绕组线径面积：

次级绕组匝数计算：

考虑初级绕组的匝数较少，为了减少漏感，采用1.4mm线径的漆包线20股并绕的方法．次级采用0.8mm线径的漆包线2股并绕的方法．并在缠绕的过程中要注意初、次级绕组紧密耦合．

3 SG3525控制电路设计

3.1 DC/DC控制电路与驱动电路设计

3.1.1 控制电路设计

SG3525是一种功能全、性能好的电压控制芯片，双通道推拉输出来直接驱动开关管．其内部含有软启动控制电路、欠压锁定电路，具有频率和死区时间都可调的特点．还有过流保护功能，同时也能提供最大占空比为49%的脉宽控制．由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，因而被广泛应用于开关电源的控制电路中．

脚16为SG3525的基准电压源输出，精度可以达到（5.1±1%）V．5、6、7脚外接的定时电阻电容电路构成了SG3525的振荡器，其中5和7端外接的电阻可改变死区时间．本设计取CT=2 200 pF（222），RT=12 k，RD=47，经计算振荡器输出频率为50 kHz左右，，所以11、14脚输出两路互补的PWM波得频率为25 kHz，符合设计要求．8引脚上外接1个10 V/10F的软启动电容，该引脚为高电平时，芯片才开始工作．l、2、9脚及其外围电路构成PI调节电路．当直流母线电压偏高时，经TL431稳压源中的基准电压与R14、R15分压取得的采样电压与进行比较，阴极处形成的误差电压使LED的工作电流发生改变，再经光耦PC817隔离可使脚1、脚9的电压和电流改变，经SG3525芯片内部电路运算，使脚11、14输出的占空比下降，从而使直流母线输出电压维持稳定[9]．SG3525芯片的外围电路及直流母线稳压控制电路如图7中所示．

图7 SG3525的外围电路及直流母线稳压控制电路Fig.7 Peripheral circuit and DC bus voltage stabilizing control circuit of SG3525

3.1.2 驱动电路设计

为提高电路的效率及功率器件工作的可靠性，需要设计驱动电路来放大控制电路输出的信号．对于开关电源而言，驱动电路作为控制电路和功率电路的接口，起着极其重要的作用，所以需要优化设计开关电源的驱动电路[10]．其中驱动电阻计算原则为：一是在开关管开通瞬间，驱动回路中的驱动电阻必须有足够大的阻尼来阻止驱动电流的震荡；二是防止开关管关断时漏源极间产生很大的使得开关管再次误开通，应当尽量减小关断时驱动电路的电阻．图8是由三极管8050、8550构成的图腾柱驱动电路结构图，驱动信号经过图腾柱电路放大后，再经过1个驱动电阻Rg对开关管驱动．其中Rg是三极管图腾驱动与开关管之间加的下拉电阻，为保证开关管的驱动能力和安全，一般取值为1～10 k．Lk是驱动回路的感抗，Rpd为开关管栅源极的下拉电阻（一般取10～100 k），开关管导通后，下拉电阻Rpd可以为开关管栅极积累的电荷提供泄放回路．Cgd，Cgs，Cds为开关管的3个寄生电容，这里暂不考虑开关管开关瞬态它们对电路的影响．在驱动电阻Rg两端反并联1个二极管Doff，可防止开关管的误开通，若开关管由导通转为截止时，截止电流就会流过二极管，由于开关管的门槛电压一般为2.5 V以上，而此时开关管两端电压仅为二极管导通压降（0.7 V），完全不足以使开关管再次导通．

图8 驱动电路原理图Fig.8 Principle diagram of driving circuit

3.2 保护电路设计

在车载逆变器的设计中电池欠压保护，过压保护，过流保护以及过热保护必不可少[11]，它们是系统能安全可靠的运行保障，保护电路选用具有两路差动输入运放LM 393，+12V电源供电．将采集的电池电压信号接入到由LM 393芯片搭建的比较器中，比较器的输出端与 SG3525的 10脚（shut_down）连接．当系统发生欠压、过压、过流、过热等不正常现象时，运放LM 393比较器的同向输入就会大于反向输入，从而输出高电平，触发反馈保护电路使SG3525的10脚也升为高电平，关断PWM信号输出使系统立刻停止工作，当系统达到正常值时才重新工作．该保护电路也进行了合理的参数设计，其中电池欠压和过压保护极值分别为9.8 V 和15.8V，若车载电池电量过低，系统也会报警．为了避免在开机时输入电源不稳定，在欠压端加入了延时RC电路．保护电路示意图如图9所示．

图9 保护电路示意图Fig.9 Schematic diagram of protection circuit

4 仿真结果与实验结果

4.1 仿真结果

为了验证理论分析，在Matlab/simulink环境下进行系统建模，对推挽升压变换器进行了仿真验证．仿真基本参数如下：Uin=12 V，U0=360V，f=50 kHz，D=0.45，C=580F，L=1mH，R=150．其中开关管选为MOSFET，整流电路为单相全桥整流电路，整流器件选为不可控整流二极管；滤波电路采用LC低通滤波器[12]；输出端接纯阻性负载．分别对开关管的触发脉冲波形和高频变压器输出的交流脉冲电压波形进行了测试．仿真结果如图10、图11所示，由图可见，仿真结果与理论分析一致．

4.2 实验结果

根据上述分析，制作了1台1 kW推挽升压变换器样机，并对样机系统的性能进行了测试．实验数据如下：Uin=12V，U0=360V，f=50 kHz，其中输入滤波电容采用4只4 700F/25V高频电解电容并联，输出滤波电容采用2只330F/450V高频电解电容并联，输出滤波电感L=1 000H．其中功率开关管的电压波形如图12所示，单变压器与双变压器对应不同功率下的效率曲线图如图13所示．

图10 3个开关管触发脉冲波形图（D=0.45）Fig.10 Three switch tube trigger pulse waveform(D=0.45)

图11 高频变压器输出的交流脉冲电压波形图Fig.11 AC pulse voltage waveform of the output of high frequency transformer

图12 实验波形Fig.12 Experimental waveforms

图13 变换器效率曲线Fig.13 Converter efficiency curve

由图12的波形中可以看出，功率开关管漏源级两端承受的最大电压约为2倍的输入电压，由于钳位电路的存在，虽然有一定的电压尖峰，尖峰已经得到了有效地抑制．由图13可知，当输入电压12V时，满载效率为90.3%；当输出功率为800W左右时，最高效率可达92%左右．并且当输入电压为12 V时，双变压器的效率要比单变压器的效率（图中最下面曲线）高2%～3%．这主要得益于推挽升压电路中变压器的初级串联、次级并联的连接方式以及在制作过程中绕组紧密的缠绕，这样有效抑制了开关管电压尖峰，减少了变压器的漏感和初级铜耗以及开关管的导通损耗，从而提高了整个升压变换器的效率．

5 结束语

目前车载逆变电源需求量不断增大，虽然车载电源在输出波形和拓扑结构方面已经很成熟，但目前整机效率和控制保护等方面有待提高，也是当今研究的热点．要想提高整机的效率，必须先保证前级升压的高效率，本文通过分析和验证，在直流推挽电路中通过加入钳位电路和双变压器结构，降低了功率开关管的导通损耗和变压器的初级铜损，提高了变换器的效率．这种电路在低压输入大功率的升压系统中有极大的应用价值．

[1]任士康．500W车载逆变电源的研究与设计 [D]．兰州：兰州理工大学，2014．

[2]Shen ZJ，Xiong Y L，Cheng X，et al．Power MOSFET switching loss analysis：A new insight[C]//IEEE Industry Applications Conference Forty-First IAS Annual Meeting，2006：1438-1442．

[3]Wu T F，Hung J C，Tsai J T，et al．An active-clamp push-pull converter for battery sourcing applications[J]．IEEE Transactions on Industry Applications，2008，44（1）：196-204．

[4]李永建．适用于风能太阳能互补的正弦波逆变电源研制 [D]．天津：河北工业大学，2007．

[5]李可．2400W推挽正激电路的设计 [J]．电源技术应用，2010，13（7）：32-36．

[6]吴建进，魏学业，袁磊．一种推挽式直流升压电路的设计 [J]．电气自动化，2011，33（2）：54-56．

[7]张辉，邓嘉，马皓．一种双变压器串联谐振软开关推挽电路 [J]．电力电子技术，2008，42（6）：28-29．

[8]Pressman A I，Billings K．开关电源设计 [M]．王志强，译．北京：电子工业出版社，2010．

[9]Qin H，Kimball J W．Closed-loop control of DC-DC dual-active-bridge converters driving single-phase inverters[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（2）：1006-1017．

[10]熊英英．车用低压大电流MOSFET模块驱动与保护研究 [D]．北京：北京交通大学，2012．

[11]付瑶，谭智力，于珊．基于SG3525控制的车载逆变电源设计 [J]．中国测试，2015，41（1）：77-88．

[12]俞杨威，金天均，谢文涛，等．基于PWM逆变器的LC滤波器 [J]．机电工程，2007，24（5）：50-52．

[责任编辑 代俊秋]

The design of the1 kW push-pull switching power supply

ZHANG Weiqiang，LI Yongjian，XUE Gang，CAO Lei

(Province-Ministry Joint Key Laboratory of Electromagnetic Field and Electrical Apparatus Reliability,Hebei University of Technology, Tianjin 300130,China)

This paper introduces a SG3525 as the main chip,using push-pull topology,switching power supply for isolated boost to 12V DC using high frequency transformer.The SG3525 controller generates a high frequency pulse width modulation(PWM)wave,controls the on-off of the switch tube,and boosts rectifier the input signal.Push-pull circuit with active clamp circuit,can reduce the drain pipe peak switch.Transformer design using primary parallel secondary series can improve the efficiency of the whole machine.The battery overvoltage,undervoltage,overcurrent,overheating protection circuit are designed.The simulation and experiments prove the switching power supply has the advantages of high efficiency,high reliability,simple circuit and low electromagnetic interference.

push-pull;SG3525;pulse width modulation;protection circuit

TM 61

A

1007-2373(2016)05-0007-09

10.14081/j.cnki.hgdxb.2016.05.002

2016-07-19

河北省高等学校科学技术研究项目（YQ2013034）；新能源电力系统国家重点实验室（华北电力大学）开放课题（LAPS16002）

张维强（1988-）男（汉族），硕士生．