LT8312在功率因数校正电路中的应用

任学强，冉云飞

（连云港杰瑞电子有限公司，江苏 连云港 222000）

0 引 言

有源功率因数校正已成为隔离式开关电源的一项要求，如果控制输入电流与输入电压成比，可实现最高为1的功率因数[1]。LT8312是功率因数校正控制芯片。基于LT8312的设计，可采用有源方式调整输入电流，实现大于0.99的功率因数，从而达到减少大多数谐波电流干扰其他设备的目的。LT8312非常适合广泛的离线应用程序，外部组件可以放大或缩小输入范围，输出效率可达95%以上，功率可达250 W。

1 LT8312的基本组成

LT8312原理图如图1所示，其由以下几部分组成。第一，电流比较器（A1）。开关电流采样信号经运算放器A4后，加到电流比较器的同相输入端，乘法器输出加到反相输入端，输出端接锁存器的R端，当比较器输出高电平时，复位锁存器。第二，DCM比较器（A2）。采样的主回路电流波形加到比较器的同相输入端，反相输入端为1.22 V基准电压，输出端经单触发电路接到锁存器的S端，当比较器输出高电平时，单次置位锁存器。第三，输入电压采样反向器（A3）。采样输入电压波形，经反相器反相后加到乘法器的输入端。第四，输出电流采样放大器（A4）。采样开关输出电流值，经放大器放大后加到电流比较器的输入端。第五，乘法器（MULTIPLER）。乘法器的输入端接反相器A3和A6的输出，输出端加到电流比较器A1的反相输入端。第六，反相器（A6）。电压误差放大器输出经隔离反相后加到乘法器的输入。第七，运算放大器（A7）。反相输入端为1.22 V基准源，同相端为VIN经R10、R11电阻的分压值，输出接P沟道MSOFET，构成线性稳压电路，为栅极驱动提供电压。第八，电压误差放大器（A8）。输出电压经电阻分压后加到反相输入端，与同相输入端的1.22 V基准电压比较，差值经放大反相后加到反相器的输入端。

2 LT8312的引脚定义

GND(1、2、3、7、8脚)：接地端，内部所有电压的测试基准点。

VREF（4脚）：电压基准输出端。典型值为2 V，可提供多达200 μA的驱动电流。

OVP（5脚）：过电压保护端。此引脚通过分压电阻接入到VREF端，作为电路过压保护的参考电压。当FB引脚电压高于此引脚电压时，芯片停止转换，以保护输出端器件。

VC（6脚）：内部误差放大器的补偿端。此引脚通过串联RC网络连接到接地端，以补偿误差放大器，并联一个100 pF电容器以降低干扰。

FB（9脚）：电压环反馈端。此引脚用于调节输出电压，通常由电阻分压实现。

DCM（10脚）：不连续导通模式检测端。通过电容器和电阻器串联到辅助绕组。

VIN（11脚）：输入电压。此引脚提供内部启动电路工作所需的电流和内部低压差线性稳压电路（LDO）所需的电压，应用时必须外接旁路电容，内部并联了42 V稳压电路。

EN/UVLO（12脚）：使能/欠压锁定端。通过VIN电阻分压连接到此引脚，以设定LT8312工作的最小输入电压。当低于1.25 V时，该部件将输出60 μA电流，大部分内部电路失效，并输出10 μA滞环电流；当超过1.25 V时，该部分使能并开始工作，同时关闭10 μA滞环电流的输出。

INTVCC（13脚）：内部负载和门驱动器的线性稳压电路供电端。VIN提供并稳压到10 V（典型值），此引脚必须外接一个4.7 μF的电容器。

GATE（14脚）：N沟 道FET栅 极。 电 压 在INTVCC和GND之间切换，在关状态下输出接地，在开状态下输出接INTVCC电压。

SENSE（15脚）：控制回路的电流采样端。此引脚接在N沟道FET的源极和与其连接的电流采样电阻的正极，采样电阻的负极应放置在芯片接地端最近的位置。

VIN（SENSE）（16脚）：输入电压采样端。该引脚通过采样交流输入电压，实现功率因数校正功能，需要串联一个电阻器到此引脚。

图1 LT8312原理图

3 工作原理

LT8312在电流模式控制和临界导电模式的应用中，可以实现高功率因数和低谐波失真。图1显示了芯片的总体视图，外围组件选择Boost拓扑配置，辅助绕组在稳态运行时为芯片供电[2]。

3.1 启动过程

LT8312在高隔离电压状态下采用滞回启动的方式工作，连接电源电压的电阻器用于保护芯片不受高压影响。该电阻器连接到芯片的VIN引脚，并旁路一个电容。当VIN引脚充电到EN/UVLO设置的启动电压，而INTVCC引脚处电压达到稳压点时，芯片正常工作。该电阻器不能为LT8312稳态工作提供电源，而是依靠电容器启动，辅助绕组取代电阻为VIN引脚提供电源。内部稳压电路连接VIN引脚，以防止电阻器电流超过此引脚的绝对最大电压。内部稳压电路电压值为40 V，室温下可输出8 mA（典型值）电流。

3.2 校正过程

在一个典型的工作周期中，栅极驱动器打开外部MOSFET，电流流过电感，此电流以与输入电压成正比的速率增加。控制回路确定最大电流，当达到电流限值时，在电流比较器的作用下关闭驱动器。当外部MOSFET关闭时，电感电流流到输出电容器的二极管，此电流以与输出电压和输入电压之差成正比的速率减小。当电流减小到零时，输出二极管关闭，MOSFET漏极上的电压在寄生电容和电感的作用下产生振铃，辅助绕组与主电感相同，会产生电压变化和振铃现象。当发生振铃时，连接到DCM引脚的C1电容器触发比较器A2（为dv/dt检测器），dv/dt检测器等待振铃波形达到最小值，栅极驱动器重新打开。这种开关动作类似于零电压开关，将开关动作损失的能量减少到最小，效率提高了5%。由于其工作在连续导电模式和非连续导电模式的边缘；因此，这种工作模式被称为临界导电模式(或边界传导模式)。在低电流限值下，临界导电模式的频率会升高，LT8312的最大频率钳为400 kHz。当自然临界导通模式的频率大于400 kHz时，该芯片工作在不连续导通模式。

3.3 反馈过程

输出电压通过连接FB引脚的电压进行调节，连接内部误差放大器的反相输入端，同相输入端是1.22 V基准电压。通常情况下，FB引脚电压通过输出端电阻分压获得，该引脚额定电压值为1.25 V。

4 部分参数的设置和选择

4.1 设置VIN开启电压与VIN关断电压

开启和关断电压差值应大一些，以保证辅助绕组有足够的时间提供能量。EN/UVLO引脚设置两个电压值，当引脚电压小于1.25 V时，可提供10 μA的灌电流；当超过1.25 V时，可提供0 μA的灌电流。VIN引脚电压可通过电阻分压方式获得，如图2所示。

图2 EN/UVLO

VIN上升时的UVLO阈值为：

VIN下降时的UVLO阈值为：

4.2 设置输出电压

输出电容处使用电阻分压连接到FB引脚。由图1可知，电阻R3和R4从输出电容中形成电阻分压。输出电压公式：

4.3 设置VIN(SENSE)电阻

VIN（SENSE）电阻器设置内部乘法器（调节功率因数的关键部件）输入电流限制值。当为最大线路电压VMAX时，电流设置为360 μA，在此条件下，电阻值等于(VMAX/360 μA)。

4.4 设置VC端电容

反馈环通过传统的跨导误差放大器实现。设置环路交叉频率低于母线频率的两倍，以保证PFC正常工作。在一个典型的应用中，VC端补偿电容为1 μF。

4.5 设置DCM端电容

不连续模式检测器采用交流耦合方式检测辅助绕组的振铃波形。大多数设计中，推荐使用等效内阻为30 kΩ阻值的22 pF电容器。

4.6 电流检测电阻的选择

RSENSE设置在外部N沟道MOSFET的源极和GND之间，选择适当的阻值提供开关电流以驱动应用，且不超过电流限制阈值。

4.7 MOSFET和二极管选择

LT8312栅极驱动电流达到1.9 A，能有效驱动大多数高压MOSFET。建议采用低QG MOSFET，以最大限度提高效率。大多数应用中，应选择RDS（ON）参数控制MOSFET的温升。当MOSFET关闭、二极管导通时，MOSFET的漏极电压应为Vout端电压；当开关打开时，二极管电压应为Vout端电压，通过二极管的平均电流应为负载电流。

5 注意事项

（1）输入范围：LT8312可以在65～90 V的交流输入电压中工作。（2）最小电流限制：LT8312的最小电流限制约为峰值电流极限的3%，这有助于改善输入供电变化产生的谐波失真。（3）控制回路的工作频率：当VIN(SENSE)引脚用电阻连接电源电压时，电流极限与电源电压成比例。如果LT8312被配置为快速控制环，VC引脚将根据VIN（SENSE）的变化进行调整。要想乘法器发挥作用，唯一方法是将控制回路参数设置为比VIN（SENSE）信号的基频更慢的数量级。隔离式电源的应用中，电源电压的基频为100 Hz，因此控制回路的单位增益频率需设置在10 Hz以下。

图3 电路图实例

6 实际应用电路

根据工作原理，选择适当参数，设计一款实用产品，如图3所示。

用示波器测试实际输出电压波形，如图4所示。

图4 输出电压波形

7 结 论

LT8312芯片具有高功率因数、低谐波失真、过压保护、超低空载功耗和16引脚超小外形封装等优点。采用该芯片设计的电路仅需要少量的外围器件即可实现功率因数校正功能，可应用于工业领域和航空领域。