一种混合调制的五电平LLC谐振变换器

袁义生　梅相龙　张伟先　文午　李辉

摘 要：針对拓宽LLC谐振变换器的电压增益，提出一种五电平LLC谐振变换器，由两个三电平（TL）桥臂、主/辅助变压器、谐振器件和一组整流桥构成。两个三电平桥臂的直流侧并联，交流侧则通过辅助变压器串联。两个三电平桥臂工作在调频或者移相方式下，依据输出电压需求得到低、中、高三种电压增益工作模式。在低电压增益模式下，只有主桥臂电路工作在调频（PFM）方式下。在中电压增益模式，主桥臂工作在定频方式，而辅助桥臂工作在定频+移相方式。在高电压增益模式，主/辅助桥臂同时工作在调频方式下。与传统三电平LLC谐振变换器比较，新电路在低压输出时电路开关频率更低;在同样的谐振参数下，具有更高的电压增益，更适合宽输出范围使用。详细分析了新拓扑的工作原理，并与传统拓扑进行了对比分析。研制了一台90～220 V输出的样机，测试表明在宽输出范围内，低电压增益模式下新拓扑较传统拓扑效率能提升1.9%，验证了理论分析的正确性。

关键词：LLC谐振;变换器;五电平;调制;宽范围;高电压增益

DOI：10.15938/j.emc.2020.06.013

中图分类号：TM 46文献标志码：A 文章编号：1007-449X（2020）06-0107-12

Five-level LLC resonant converter with mix-modulation method

YUAN Yi-sheng1，2， MEI Xiang-long1， ZHANG Wei-xian2， WEN Wu2， LI Hui2

（1.School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China;

2.State Key Laboratory of Heavy Duty AC Drive Electric Locomotive Systems， Zhuzhou 412001， China ）

Abstract：In order to widen the voltage gain of LLC resonant converter， a five-level LLC resonant converter is proposed， which is composed of two three-level（TL） bridge arms， main/auxiliary transformers， resonant elements and a set of rectifier bridges. The DC side and AC side of the two TL bridge arms are in parallel connection and serial connection respectively. The two TL bridge arms operate in frequency modulation or phase shifting mode. The low， medium and high voltage gain modes can be obtained according to output voltage requirements. In the low voltage gain mode， only the main arm circuit operates under the pulse frequency modulation （PFM） mode. In the medium voltage gain mode， the main arm works in the fixed frequency mode， while the auxiliary arm operates in the fixed frequency + phase shifting mode. In the high voltage gain mode， the main and auxiliary arms work in the PFM mode at the same time. Compared with the traditional TL LLC resonant converter， the new circuit has lower circuit switching frequency at low voltage output. Using the same resonant parameters， it has a higher voltage gain and is more suitable for wide output range. Moreover， the operation principle of the proposed converter was clarified， and compared with the traditional topology. A prototype with 90～220 V output was built. The experimental data show that the efficiency of the new topology is 1.9% higher than that of the traditional topology in wide range under the low voltage gain mode， verifying the correctness of the theoretical analysis.

Keywords：LLC resonance; converter; five-level; modulation; wide range; high voltage gain

0 引 言

宽范围输出电压的直流—直流变换器在电动汽车直流充电桩等新能源装置中应用越来越多，普遍存在着效率随输出电压降低而迅速下降的现象。研究能在宽输出电压范围内高效率工作的直流—直流变换器成为了电源界一大挑战。

目前主要的研究可以分为三类。第一类方法是从变压器入手，可以分为以下4种：1）改变变压器副边绕组匝数的拓扑[1]。只用1个变压器，但变压器副边使用多个绕组，利用开关管进行切换，使得输出电压范围变宽，效率得以提高。但是调节电压不平滑，动态响应不容易达到要求;2）使用2个变压器的拓扑[2-7]。此类拓扑数量众多，依据变压器原边使用的高频开关电路数量和副边整流桥数量，又可以分为：①1个高频开关电路+1个整流桥类型[2]。此类电路中2个变压器原边并联、副边串联，能够实现两者的均流，有利于变压器的设计。②1个高频开关电路+2个整流桥类型[3]。此类电路中2个变压器原边串联，副边经各自整流桥后并联，2个变压器也能实现均流。③2个高频开关电路+1个整流桥类型[4-5]。需要2组高频开关电路根据输出电压需求分别控制2个变压器，2个变压器副边经过2个电感串联，再经1个整流桥输出[4- 5]。但额外增加的2个电感带来了附加损耗。④2个高频开关电路+2个整流桥类型[6-7]。这是对前一种方案的改进，2个变压器都使用了2个副边绕组，将不同变压器不同同名端的副边绕组串联后整流输出，这样去掉了2个附加的电感，但却增加了整流二极管。上述方法是在不同电路中提出的，但其实可以适用于各种电路，具有通用性。

第二类则是将不同电路进行组合或进行多相多模块化组合设计[8-10]，获得新的拓扑，并增加了新的工作模式，使电路在宽电压范围下获得更高的效率。其中有将三电平结构与零电压零电流开关（zero voltage zero current switching， ZVZCS）全桥结构组合的[8]，也有将半桥三电平与全桥三电平结构组合的[9]，抑或是将单个LLC谐振变换器多模块化[10]。此外，对于谐振腔以及其他有源开关网络的改造组合也有相应研究[11-13]。

第三类则是通过不同的调制方法来优化电路在宽范围下工作效率的，典型的对象是LLC谐振型电路。LLC谐振型电路[14]能实现开关管的零电压开关（zero voltage switching，ZVS）开通和整流二极管的零电流开关（zero current switching， ZCS）关断，具有较高效率。然而，它在宽范围场合应用时，为了提高电压增益Gv，存在励磁电流大带来的开关管关断损耗和通态损耗加大的问题[15]。文献[16-19]分别对LLC谐振型电路的损耗及设计进行数学建模分析，提出了优化方法，有一定参考价值，但并未改变其根本问题。而且，LLC谐振型电路的电压增益Gv也不能太低，否则开关频率fs会远高于谐振频率fr，也使器件的损耗急剧增加。对此的解决方案是：1）调频+固定频率移相的混合调制方案[20]。在电压增益Gv较低时，限制电路的最高开关频率fm（通常略高于fr）并进入移相调制模式;2）特殊调制變谐振腔电压方案[21-24]。通过脉冲调宽—调幅（pulse width amplitude modulation， PWAM）[17]等方案，根据输出电压的高低改变谐振腔电压。通常是在输出高压下使得谐振腔电压等于输入电压，在输出低压时谐振腔电压则为输入电压的1/2。目的是让电路在宽输出范围下都能够尽量工作在更高的电压增益点，有更低的开关频率和更好的软开关条件，提高电路效率。这与采用了2个变压器，在输入高压时，让2个变压器的原边绕组串联;但在输入低压时，则让它们并联的推挽电路[25]的原理是类似的。

本文提出一种五电平LLC谐振型直流—直流变换器，由2个三电平电路，主/辅2个变压器，1组谐振单元和1个整流桥构成。电路划分为高、中、低3种电压增益工作模式，谐振腔电压可以为三电平或五电平形式。分析电路的工作原理和工作模式，比较它与传统拓扑的特点，通过实验进行验证。

1 工作原理

1.1 电路拓扑及控制策略

图1为五电平LLC谐振变换器拓扑，它由主/辅2组三电平桥臂，LrCr谐振单元，主变压器TX1，辅助变压器TX2，D13～D16整流桥构成。其中D1～D8分别为开关管Q1～Q8的体二极管，C1～C8为开关管Q1～Q8的寄生电容，D9～D12为箝位二极管，Coss1～Coss2为飞跨电容。

两组三电平桥臂直流输入侧并联。辅助变压器TX2将辅助三电平桥臂的输出电压UBO转换成UCO后，巧妙地与主三电平桥臂的交流输出电压侧UAO串联。从而获得2个桥臂的输出串联电压UAC，加在谐振腔LrLmCr上，为宽范围输出获得更佳的特性及效果。

2组桥臂都能采取调频或固定频率移相调占空比2种调制方式。通过2组桥臂采用不同的调制方式，电路有低电压增益、中电压增益和高电压增益3种工作模式。对应2个桥臂的调制方法如表1所示。其中fs为开关频率，fr1为LrCr的谐振频率。

以下分析各模式的工作原理，假设：1）各开关管和二极管均为理想器件，导通电阻为0;2）所有开关管的寄生结电容均相等;3）主变压器的原边/副边绕组匝比为n，辅助变压器匝比为1;4）主变压器励磁电感为Lm;辅助变压器为理想变压器，忽略励磁电流;5）输入电容Cin1=Cin2，两者电压都等于Uin/2;6）飞跨电容Coss1=Coss2，在稳定状态两者电压都等于Uin/2。

1.2 低电压增益模式

本模式下主桥臂开关管工作于调频方式下，开关频率fs>fr1。辅助桥臂开关管Q2和Q3常通，使uBO=uCO=0，辅助变压器短路。相当于只有主桥臂电路工作在传统的半桥三电平LLC谐振方式下，其直流电压增益可表示为

式中：fn为归一化频率;k为电感比;Q为品质因数。可分别表示为：

式中：Z1是谐振特征阻抗;Req为变压器副边等效输出交流电阻负载。可分别表示为：

为了更好地实现软开关，Q5～Q8在调频的同时采取了固定最小移相时间td的驱动方式，如图2所示。Q5与Q8是超前开关管，Q6与Q7是滞后臂开关管，Q5超前Q8的开关时间为td，Q6超前Q7的开关时间也为td。

本模式各开关阶段的工作原理与传统的移相三电平LLC谐振电路一致，在此不再赘述。

1.3 中电压增益模式

本模式下，主桥臂开关频率fs=谐振频率fr1，固定最大占空比接近50%（去除死区时间及固定移相时间td）的状态下。辅助桥臂则在开关频率fs=fr1的状态下做移相控制工作，设辅助桥臂有效占空比为Deff。

本模式下，主桥臂输出电压UAO基本为±Uin/2的两电平信号，而辅助桥臂输出电压UCO是±Uin/2和0的三电平信号。所以，谐振腔电压UAC是±Uin，±Uin/2和0的五电平信号。各开关管驱动信号及关键的开关波形如图3所示，下面详细对各模态进行分析，开关模态如图4所示。

开关模态0[t0，t1]：t0时刻，主桥臂开关管Q5和Q6开通，UAO=Uin/2;辅助桥臂开关管Q1和Q3开通，UCO= 0。谐振腔电压UAC=Uin/2。Cr和Lr谐振，谐振电流ip以正弦形式增加。输出电压Uo折射到主变压器TX1的原边，励磁电流iLm线性增加。副边二极管D13和D16导通，流过谐振电流。各谐振电流和电压为：

开关模态1[t1，t2]：t1时刻，辅助桥臂开关管Q3关断，谐振电流ip通过飞跨电容Coss1对电容C3充电，电容C2放电。至t2时刻，C3 两端电压从0上升到Uin/2，C2两端电压从Uin/2降为0，Q2的反并二极管D2导通，为Q2的零电压开通创造条件。

开关模态2[t2，t3]：开关管Q2零电压开通，主/辅桥臂的输出电压串联，UAC=Uin，作用在谐振腔上。Cr和Lr继续谐振，谐振电流ip以正弦形式变化。输出电压Uo折射到主变压器TX1的原边，励磁电流iLm线性增加。副边二极管D13和D16继续导通，流过谐振电流。各谐振电流和电压为：

开关模态3[t3，t4]：t3时刻，谐振到达1/2周期，谐振电流ip等于励磁电流iLm，副边二极管ZCS关断。此时刻辅助桥臂开关管Q1和主桥臂开关管Q5关断，励磁电流iLm对电容C1和C5充电，并通过飞跨电容Coss1、Coss2对电容C8和C4放电。

到t4时刻，C1和C5两端电压从0上升到Uin/2，C4和C8两端电压从Uin/2降为0。功率管Q8的反并二极管D8和开关管Q4的反并二极管D4导通，为开关管Q4和Q8的零电压开通创造条件。谐振腔电压UAC从Uin下降到0。

开关模态4[t4，t5]：t4时刻，开关管Q4和Q8实现零电压开通。箝位二极管D9和D11导通。谐振腔电压UAC维持0，谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm共同谐振的区间，励磁电流iLm谐振下降。

开关模态5[t5，t6]：t5时刻，主桥臂开关管Q6关断，谐振电流ip对电容C6充电，C7放电。至t6时刻，C6两端电压从0上升，C7两端电压从Uin/2下降到0，主桥臂输出电压UAO从0下降到-Uin/2。Q7的反并二极管D7导通，为Q7的零电压开通创造条件。

在t6时刻，开关管Q7实现零电压开通，而Q8之前已经零电压开通。故辅助桥臂输出电压UCO为0，而主桥臂输出电压UAO为-Uin/2。最后得到的谐振腔电压UAC=–Uin/2，电路工作与开关模态0类似，电路进入后半个周期。

根据上述分析可知，上述6个模态中，模态1、3、5是过渡状态，模态0、2、4是谐振腔电压稳定状态。谐振腔上的电压UAC是±Uin，±Uin/2和0的五电平信号，归纳如表2所示。

由于开关频率等于谐振频率，上表中的0电平状态时间也很短。电路的调压主要是通过调节±1，±1/2状态来实现的。设±1状态的占空比为Deff，可以得到该模式下的直流电压增益为

显然，本模式通过调节Deff，可以使电压增益增加一倍。

1.4 高电压增益模式

本模式下，主桥臂和辅助桥臂的开关管同时处于调频工作状态，两者开关频率fs相同，fs

在最小移相时间td内，主辅桥臂各开关管发生换流，并实现了各开关管的ZVS开通，具体的工作原理与上节中描述类似，所以不再赘述。

在Q1、Q2、Q5和Q6共同导通的时间内，主/辅桥臂的输出电压都是Uin/2，作用在谐振腔上的电压UAC=Uin。

在Q3、Q4、Q7和Q8共同导通的时间内，主/辅桥臂的输出电压都是-Uin/2，作用在谐振腔上的电压UAC=-Uin。

可见，本模式中谐振腔电壓UAC为+Uin，-Uin和0三种电平。所以，本模式下的直流电压增益为

2 与传统三电平LLC谐振变换器比较

将所提五电平LLC谐振变换器与图6所示三电平LLC谐振变换器比较。

2.1 直流电压增益特性

整理所提五电平LLC谐振型变换器三种模式下的直流电压增益Gv公式为：

假设n=2∶2，依式（10）得到所提电路电压增益特性曲线如图7的实线和图8所示。图7中B点左侧是高电压增益区，B点和A点间为中电压增益区，A点右侧是低电压增益区。图8为中电压增益模式下的增益特性曲线，它是一个随占空比Deff线性增加的斜线。

简单从公式看，所提电路在高电压增益模式下的Gv值是传统三电平LLC谐振变换器Gv值的2倍。所以，在同样的输出范围需求下，所提电路的主变压器TX1原边/副边匝比n是传统电路变压器TX3的2倍。据此画出传统电路TX3的变比是1∶2，但其它谐振腔参数LrCrLm、负载电阻Ro值与所提电路相同时的电压增益特性曲线如图7的虚线所示。根据式（3）和式（2），同样Ro值时，所提电路的Q值将是传统电路的1/4。对比所提电路Q=0.25（图7中实线）和传统电路Q=1（图7中虚线）在fn=0.7和0.6时的Gv值，两者对比分别为2.1对2和2.25对1.9。可见，所提五电平电路电压增益大于传统三电平电路电压增益的2倍，这进一步拓宽了其输出电压的设计范围。

而在图7中B点右侧的电压增益区间，所提电路的开关频率可以远低于传统电路的开关频率，各个器件的开关损耗可以大大降低。这是因为尽管两者这时都工作在移相软开关模式，但移相软开关主要是指开关管的ZVS开通，开关管的关断仍然有损耗。开关管的外并电容可减小一些关断损耗，但外并电容通常要达到开关管寄生电容的10倍以上才能认为无关断损耗了，如此大的外并电容又会在空载或轻载无法实现ZVS开通时造成开通损耗过大，以及开关管的死区需要设置比较大，所以实际上外并电容一般选择2～3倍的寄生电容值。这就造成了仍然存在关断损耗，尤其是传统拓扑这个时候开关频率很高，关断损耗就大大增加。所提电路在电压增益范围和效率上明显具有优势。

为适应不同输出电压范围，辅助变压器TX2变比也可以不是1，电压增益可以灵活设计。

2.2 谐振器件及参数

以下分析2种电路在高电压增益模式下工作时谐振器件的特性。

假设2个电路都工作在B点，输出电压和负载功率一样。采用的谐振电感，谐振电容和励磁电感也一样时。忽略损耗的影响，2个电路的谐振电流有效值可以表示为

在传统三电平LLC谐振电路中，UAC=Uin/2;而五电平LLC谐振电路UAC=Uin。所以，所提电路的Ip值是传统电路的一半。则有：

1）所提电路谐振电容上的电压只有传统电路谐振电容电压的一半。

2）所提电路谐振电感的铜损只有传统电路的1/4;磁损也可大幅减小，具体取决于磁芯特性。

3）所提电路中的主变压器TX1与传统电路中的变压器TX3处理的功率一样，故选择的磁芯可以一样。2个变压器的副边绕组电流和电压等级也一样，所以它们副边绕组的设计也一样。区别在于原边绕组， TX1的原边绕组的匝数应是TX3原边绕组的2倍。考虑到原边绕组所占窗口面积一样时，TX1原边绕组电阻是后者的4倍。但由于TX1中的谐振电流是TX3的一半，所以两者的铜损相等。

4）所提电路中辅助变压器TX2的设计与TX1不一样。TX2不作为谐振器件，漏感越小越好，磁芯不需要加气隙，励磁电流可以很小，磁损可以忽略。它的主要损耗是谐振电流带来的铜损。TX2处理的功率是TX1的一半，再考虑它没有漏磁附加的绕组高频损耗，它的尺寸可以比TX1小很多。

LLC谐振参数的设计关键是要按照高电压增益模式来进行，即依据式（9），设计方法同传统三电平LLC谐振电路一样。在高增益模式的最高输出电压和最大输出电流下进行设计，谐振电感电流和谐振电容电压最高，这样能够覆盖谐振器件在中低电压模式的需求。而谐振器件的应力参数则稍有别于传统电路，电流应力与负载和变比有关，新电路主变压器变比为传统电路的2倍，故负载一定时，则新电路原边的电流有效值为传统电路的1/2，即电流应力减半。而谐振电容的最大电压可表示为

可见，谐振电容电压的应力与输入电压Uin、最大谐振电感电流ILr、开关频率fs相关。值得注意的是新电路最大负载下的谐振腔输入电压为Uin，传统电路为Uin/2，但是谐振电流为传统电路的一半，且在满载工况下开关频率新电路会高于传统电路。所以具体的应力需要根据具体的电路进行设计，但由于总的负载是一定的，故谐振电容电压应力新电路与传统电路相差不会很大。

2.3 开关管

比较2个电路电压增益分别为2和1时的开关管特性。

1）当2个电路都工作在B点（Gv=2）时。所提电路各开关管流过的电流与传统电路中对应的器件是一致的，所以2种电路可以选择一样的开关管，它们的损耗也一样。但所提电路主/辅桥臂的开关管通过辅助变压器TX2自然均流，而传统电路中并联的开关管均流特性则有不稳定因素。

2）当2个电路Gv=1时。所提电路工作在A点，即谐振频率点，只有主桥臂开关管工作。开关管实现ZVS开通，在励磁电流点关断;副边二极管实现ZCS关断。而传统电路依据图7的曲线，开关频率要接近谐振频率的2倍。各个器件带来的开关损耗都大大增加。而如果传统电路此时采用固定频率（fs=fr1）移相调制方式，开关管关断损耗仍会大于所提电路，另外还有循环电流带来的附加损耗。所以，在低电压增益模式时，所提电路的效率会明显优于传统电路。更具体的分析限于篇幅不再赘述。

另外由于引入的辅助桥臂与主桥臂的关系为输入并联，而其输出可认为是主桥臂输入的一部分，所以开关管的电压应力由于并联输入与主桥臂没有冲突，始终是输入电压的一半。

2.4 综合比较

综合上述分析，得到2种变换器的性能比较如表3所示。

3 實验验证

在实验室中搭建了一个300 VDC输入， 90～220 VDC输出，负载功率800 W的所提五电平LLC谐振变换器样机，如图9所示。并将其与图6所示的传统半桥三电平LLC谐振变换器进行了对比实验。样机具体试验参数如表4所示。

传统拓扑的器件选型基本与新拓扑一致，只是变压器变比减半。

所提电路闭环控制框图如图10所示。采用了简单的单电压环控制方法，依据控制器的输出ucon的幅值大小和开关频率、移相角来进入不同的工作模式。输出电压的无极平滑调节取决于开关频率和移相角的无缝切换。在具体实现中，将开关频率和移相角也作为控制参数从而保证电压平滑变化。

1）当ucon<低压门槛uL时且fs>fr1，进入低电压增益模式，ucon用于主桥臂开关管的调频控制，而辅助桥臂的Q2和Q3始终导通，Q1和Q4始终关断。2）当低压门槛uL≤ucon≤高压门槛uH且移相角大于最小移相角时，将ucon-uL赋值用于辅助桥臂开关管的移相角控制;电路不再进行调频控制，开关频率fs设为谐振频率fr1，主桥臂开关管工作在谐振频率的最大占空比状态，此时电路处于中电压增益模式;3）当ucon>高压门槛uH时且移相角已处于最小移相角，电路再次进行调频控制，将ucon-uH同时赋值用于主/辅助桥臂开关的调频控制，电路处于高电压增益模式。

值得指出的是，由于是闭环系统，输出电压平滑调节并没有问题，但当所需输出电压对应的控制器需要工作在临界点uL或uH时，由于电压采样的精度和干扰等问题，实际会造成控制器在临界点uL或uH附近抖动，而3个模式对应的控制器动态特性有差异，从而容易导致此时的输出电压有些纹波，但只要电压环控制器设计合理和输出电容容值足够，该纹波可以控制在额定范围内。

由于新拓扑有3种工作模式，所以按3种不同的输出电压测取了波形和效率，并进行对比。

图11为输出电压90 V时，2种电路的波形。实验中传统拓扑仅靠调频无法在最高开关频率下实现90 V的稳定输出，所以最后采取了移相+调频模式来输出低压。可以看出，此时传统电路工作在最高开關频率为180 kHz处。所提电路工作在低电压增益模式，开关频率为135 kHz。

图12为输出电压160 V时，2种电路的波形。可以看出，所提电路工作在中电压增益模式，开关频率为130 kHz。将图12（b）中的UAO与UBO波形相加，可见此时谐振腔电压UAC是一个五电平波形，图12（c）中明显可以得出UAC为一个不对称五电平波形，验证了理论分析的正确性。图12（d）为投卸载过程，电路动态响应良好。传统电路此时调频工作。

图13为输出电压220 V时，2种电路的波形。可以看出，此时传统电路工作在开关频率为87 kHz处，而所提电路开关频率为约100 kHz。图13（c）可看出主桥臂与辅助桥臂均流。图13（d）为投卸载过程，电路动态响应良好。

图14为新拓扑和传统拓扑在不同输出电压时的效率对比图。在低压90 V输出时，新拓扑比传统拓扑效率高1.9%。在中压160 V输出时，新拓扑比传统拓扑效率高0.58%。在高压220 V输出时，传统拓扑比新拓扑略高，这是由于新拓扑的辅助变压器增加的损耗大于谐振电感降低的损耗引起的。

4 结 论

针对宽范围输出场合，提出了一种高效率五电平LLC谐振变换器，与传统的三电平LLC谐振变换器比较，其特点和优点如下：

1）在同样的谐振腔参数下，具有更高的电压增益;在同样的最高开关频率下，具有更低的电压增益。所提电路比传统电路具有更宽的电压增益。

2）在开关频率大于等于谐振频率的工作区间，所提电路的效率明显优于传统电路。

3）在开关频率小于谐振频率的工作区间，所提电路主/辅桥臂的开关管自动均流;

4）此种电路与变压器连接方式同时可以应用于其他电路中，具有广泛的推广价值。

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（編辑：邱赫男）

收稿日期： 2018-07-30

基金项目：大功率交流传动电力机车系统集成国家重点实验室开放课题（2017ZJKF10）;江西省科技厅重点研发计划（20192BBE50017）;江西省应用研究培育计划（20181BBE58008）

作者简介：袁义生（1974—），男，博士，教授，研究方向为电力电子系统及控制技术;

梅相龙（1995—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子系统及控制技术;

张伟先（1974—），男，本科，高级工程师，研究方向为城市轨道交通技术;

文 午（1991—），男，硕士，工程师，研究方向为电力电子技术;

李 辉（1985—），男，硕士，高级工程师，研究方向为电力机车。

通信作者：袁义生