电动汽车车载充电机AC/DC环节的PFC控制技术

杨章林，贾会星

(滁州职业技术学院 汽车工程系，安徽 滁州 239000)

电动汽车车载充电机多采用单相AC/DC 变流器作为主电路拓扑，在充电过程中会因瞬时功率不平衡而导致交流侧电流谐波，若车载充电机不具备PFC(Power Factor Correction)功能，其产生的电流谐波会通过交流充电桩直接作用于电网，从而对电网产生污染﹒

PFC 技术主要包括有源PFC 和无源PFC[1]﹒无源PFC 技术采用无源器件，最早是在电路的整流器后添加一个滤波电感和滤波电容组合的无源网络，来增大整流桥的导通角，使得输入电流满足谐波限制要求，提高功率因数﹒虽然无源PFC技术高效、高可靠性、低价格，电路中的滤波电感和滤波电容工作在电网频率下，但其属于低频工作，因此电感电容的体积较大，且由于无源PFC属于被动式矫正，很难获得高的功率因数[2-3]﹒

有源PFC技术是在整流桥和滤波电容之间增加一个功率变换电路，采用有源开关管和控制电路将输入电流校正成与输入电压同相位且不失真的正弦波，从而实现功率因数校正功能，属于主动式矫正[4-5]﹒目前的有源PFC 技术通常基于不控整流加DC/DC 变换器的主电路结构[6]，适用于小功率开关电源，而对于车载充电机，其功率密度要求较高，故主电路通常采用全桥可控整流电路[7]﹒传统的有源PFC 控制技术对该电路拓扑不 再适用，需要针对全桥可控整流电路研究其相应的PFC 技术﹒

基于上述原因，本文研究了基于矢量控制的电动汽车车载充电机有源PFC 技术，将单相交流信号通过全通滤波器(Allpass Filter，APF)和坐标变换转化为两相直流信号进行直接电流控制，生成参与空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)的电压参考信号，从而实现充电机交流侧的PFC﹒文中给出了详细的控制策略，并通过仿真和实验验证了所采用的PFC 技术的优越性﹒

1 主电路和PFC 原理

电网侧电流尖峰产生的原因是由于不控整流桥仅在输入电压大于输出电压时电路中才有电流流过，而PFC的原理即为变不控整流为可控整流，通过控制功率开关管的导通与关断，使交流侧的 电流和电压同相位，且为正弦波，从而能够抑制无功功率、减小谐波污染﹒因此，实现PFC 的主电路为4 个功率开关管及其反并联二极管组成的可控全桥电路，用于替代4 个二极管组成的不控整流电路﹒

图1给出了全桥不控和可控AC/DC整流电路的拓扑及特性对比﹒对于图1(a)所示的全桥不控整流电路，若不额外增加PFC 校正电路，电网电压经全桥不控整流后，由于大容量电解电容的作用，可以得到较为平稳的直流电压，但也会导致输入电流产生严重的畸变，如图1(b)所示﹒为了减少对交流电网的谐波污染，目前国内外已推出了一些限制电流谐波的标准以提高功率因数，这就需要额外增加PFC 校正电路﹒对于图1(c)所示的可控整流电路，功率开关管S1、S2、S3和S4均为全控器件，通过控制其高频开断即可实现PFC，如图1(d)所示﹒

图1 2 种全桥AC/DC 整流电路对比

2 PFC 控制策略

2.1 单相交流到两相直流信号的变换

2.2 直流坐标系下的闭环控制

通过APF 可以由单相交流电压ua模拟出αβ坐标系下的交流电压矢量uα和uβ，由此可以通过公式(2)得到直流坐标系下的电压矢量ud和uq，从而通过PI 调节器进行直接电流控制，其控制原理如图2 所示﹒

图2 充电机闭环控制原理

PFC 控制需要保证交流侧的电流和电压同相位，且为正弦波，而根据坐标变换原理，与电网电压同相位且为正弦波的信号在dq 坐标系下可以变为直流信号，那么只要控制电流在dq 坐标系下的投影也为相应的直流信号，就能够实现PFC控制﹒设定有功电流的基准为交流侧电流的峰值，无功电流基准为0，通过闭环控制，保证实际的电流值跟随电流基准，从而实现PFC 控制﹒

根据SVPWM 控制原理，所生成的PWM 调制信号由基准电压uα'和uβ'合成，在αβ 坐标系下以电网周期逆时针旋转，为通过功率管的开关模拟该基准矢量，可将基准矢量所在区域分为6 个扇区，每个扇区的调制信号表达式如表1 所示﹒

表1 中，M 为调制比；θs为uα'和uβ'合成矢量的相位，其与电网电压相位θ 不同﹒

根据图2，可以得到电流环的闭环传递函数表达式为

其中ξ 为阻尼系数；ωn为自然频率﹒两者与PI调节器参数的关系为

其中Kp和Ki分别为PI 调节器的比例系数和积分系数；对于一个典型二阶系统，ξ 一般取0.707；建立时间取3.5/ζωn，且建立时间远小于电网周期，故自然频率ωn设为1 500 rad/s﹒由此可求得PI控制器参数﹒

表1 不同扇区的调制信号

3 仿真和实验验证

为验证基于矢量控制的PFC 技术的有效性，搭建了Matlab/Simulink 仿真平台，对于APF 全通滤波器，采用嵌入S-function 实现，其主要代码如下：

其中，fre 代表电网频率；angle 为电网电压角频率；u 为输入信号，即电网瞬时电压采样；out 为输出信号，即为相移90°后的电压信号；isignal代表输入信号的积分；iout 则代表输出信号的积分﹒利用APF 求解电网电压相位角的模型结构如图3 所示﹒

图3 电网电压相位角求解模型

图4 给出了通过APF 生成的αβ 坐标系下的交流电压uα和uβ及对应的电网电压相位角θ﹒可以看出，uβ滞后uα90°，电网电压相位角以电网周期在−π 到π 之间线性变换﹒

图4 uα, uβ 和θ 的仿真结果

图5 给出了PWM 信号生成原理，波形由上至下依次为SVPWM 调制波、三角载波和所生成的PWM 信号，功率管开关频率设为10 kHz﹒根据SVPWM 原理，其实际生成的是三相调制信号，在本文的单相应用场合，仅取单相调制信号即满足控制要求，所生成的PWM 信号经驱动电路放大后，即可控制功率开关管的导通与关断﹒

图5 PWM 信号生成

图6 给出了电网侧电压电流uAC和iAC的仿真结果﹒可以看出，电流与电压同相位且均为正弦波，实现了PFC 功能﹒

从图7 给出的iAC谐波分析结果可看出，电网侧电流的总电流谐波畸变率(Total Harmonic Distortion，THD)为2.9%，满足低于5%的行业标准﹒值得一提的是，THD 并非越低越好，这是由于受到电动汽车轻量化的限制，交流侧滤波电感的规格需要尽可能小，因此需要在满足并网THD要求的前提下尽可能减小滤波电感的规格﹒

图6 uAC 和iAC 仿真结果

图7 iAC 谐波分析结果

在此基础上搭建实验平台，相关参数与仿真模型相一致，实验结果如图8 所示﹒其中，图8(a)所示为单相交流电压ua和模拟出的αβ 坐标系下的交流电压uα和uβ，可以看出，uα和ua相位相同，uβ则滞后uα90°；图8(b)所示为功率因数的校正结果，可以看出，交流侧电流与电压的相位相同，且为规范的正弦波﹒

图8 实验验证结果

4 总结

针对车载单相充电机，研究其PFC控制技术，通过全桥可控整流电路中功率开关管的矢量控制策略，采用APF 将单相交流信号变换为两相直流信号，实现了对直流信号的直接电流控制，控制精度高﹒在此控制策略下，充电机交流侧电压电流的相位相同，极大地降低了交流侧电流THD，避免了充电机接入电网所导致的谐波污染，实现了电动汽车的安全、可靠充电﹒