基于STM32能量回馈装置的研究与设计

张 磊，李加升, ，熊 洁, ，曾 烨

(1. 湖南城市学院 信息与电子工程学院，湖南 益阳 413000；2. 湖南城市学院 全固态储能材料与器件湖南省重点实验室，湖南 益阳 413000；3. 益阳市第六中学，湖南 益阳 413000)

由于集成电路和电子系统产业在国民经济中所占地位的不断提高，电子设备的应用得到了空前的发展，但是电子设备负载中的能耗问题日益突出，如何将电路设备中的负载耗散的能量进行回收利用成为了新型电子技术产业研究的一个重要方向[1]﹒

国内外对耗散能量的回收脚步从未停止﹒例如，电机领域的四象限运行技术方案；工业设备领域的电容储能和飞轮储能技术等[2-3]﹒同时，对大容量电梯中的能量回收装置以及电力机车能量回馈技术的研究也是热情不减﹒但是，这些传统方案存在再生装置价格昂贵，部分设备对电网质量要求较高的问题，使得其应用在一般的小型电子产品中难以被接受并推广﹒

针对上述问题，为提高电能利用率，有效解决变流器带载时的能量耗散问题，本文通过实验仿真，模拟设计出一种基于STM32 控制器的能量回馈装置[4]﹒

1 系统架构

本装置主要由2 个变流器和1 个升压电路级联组成，以保证交流侧输出50 Hz 20 V 的正弦交流电；以STM32F407 数字芯片作为整个系统的控制核心，提高其运算处理速度；通过双闭环电 路将采样量反馈给控制器进行PID 调节；同时，利用键盘和液晶屏来进行人机交互﹒系统的整体结构如图1 所示﹒

图1 系统结构

2 电路结构设计

2.1 变流器1 电路设计

传统的半桥逆变器虽然电路结构简单，使用器件少，但是其输出电压的幅值只有输入电压的1/2，对系统的转换效率造成了影响﹒而电流型逆变器直流侧的电流脉动小，且不需要给开关管反并联泄放二极管[5]，但是其直流回路存在高阻抗和换流方式复杂的问题，难免会提高电路控制的复杂程度和电磁干扰﹒为避免上述问题，本文在处理变流器1 时采用了电压型逆变器并结合全桥逆变电路进行设计，结构如图2 所示﹒

图2 变流器1 电路结构

图2 中，电路结构输入侧并联的大电容充当了电压源，所以输入侧的电压脉动是很小的﹒同时针对每个开关管都会反并联1 个二极管用以泄放无功能量﹒该电路结构的开关电流减小了近50%，开关管的耐压要求也降低了1/2，且具备多种调压方式﹒但其容易出现的问题是，同一桥臂上的MOS 管因开关速度没有严格匹配容易造成直通短路，所以在控制上必须引入死区﹒

2.2 变流器2 电路设计

变流器2 实质上是一个整流电路﹒使用传统的整流桥虽然简单经济，但是整流管的正向导通压降过大，影响装置效率和闭环系统快速性﹒使用桥式PWM 整流电路[6]，用低功耗开关管代替整流二极管，但因PWM 时序的控制过程十分繁琐，且若与变流器1 同时工作，存在直通短路的危险﹒为避免上述问题，在设计变流器2 时使用了LT4320 理想二极管桥控制器[7]，该控制器可以通过驱动4个N-MOSFET来简化电源设计并降低功耗，实现较高的空间利用率和快速调节功能，如图3 所示﹒

图3 LT4320 AC/DC 电路结构

2.3 Boost 电路设计

Boost 电路是能量回馈装置中的另一重要组成部分，可以提高并且稳定回馈给变流器1 直流电压，避免因并网的输入电压不够稳定而造成第1 级电路无法带载﹒

在图4 的电路结构中，输入电压经变流器2整流后接入，C50，C51 和C52 是滤波电容，输出使用电阻分压采样﹒在程序设计中，PWM1 和PWM2 都必须设定一个合理的最大值，否则有可能出现上电瞬间电源短路和输出电压过大而击穿储能电容等情况﹒

图4 Boost 电路结构

3 控制策略分析

多级式系统电压等参量的调节通常有以下方式：通过检测并比较最后一级的输出，对最后一级的对象进行调节控制；通过检测并比较最后一级的输出，对第一级的对象进行调节控制；通过检测并比较多级输出，同时对多级的对象进行调节控制[8]﹒

由于本装置涉及到3 级电路，且第1 级电压型逆变电路在接受第3 级电路的回馈电压时要实现稳定输出，故必须恒定其输入侧母线电压，不能出现过大的波动，并且第3 级电路的电压严格受到Boost 电路调控﹒为避免调控对象对另一级电路的调节产生影响，选用第3 种调控方式作为本装置总的控制策略﹒

3.1 SPWM 控制策略

全桥逆变电路的2 种工作模态如图5 所示﹒K1 与K2 或者K3 与K4 是由2 路互补的SPWM驱动工作并输出正弦波的，且这2 个SPWM 在同一时刻也是极性相反的﹒又因为需要引入死区来避免直通，所以本文采用一种易于实现的方法(即正弦函数法)来产生SPWM﹒

图5 全桥逆变电路工作模态

图6 变流器1 仿真结果

3.2 MOS 管驱动电路控制策略

大功率开关管驱动电路一般采用自举的方式来实现[8]﹒通过工作模态分析(见图5)可知，MOS驱动电路中的自举电容C2 一直工作在充放电状态﹒在图7 所示的电路结构中，HI 与LI 是由控制器输入的2 路互补、已带死区的PWM 或者SPWM，根据器件参数计算与实际调试，设定死区时间为50 ns﹒HO 和LO 分别接入高边MOS和低边MOS 的栅极﹒栅极大功率电阻R1 和R3可调整MOS 管的开关速度，其并联的二极管则可加快反向关断﹒

图7 驱动电路结构

3.3 测控与调节策略

互感采样逆变参量，可实现采样电路与大电流电路的隔离，降低环路干扰；其后接一级小信号放大器，调整增益后送入AD637 取有效值；再接入ADS1118 与模拟地差分采样，控制器对采样数据分组并进行软件中值滤波和平均值滤波处理；最后进入PID 调节模式，通过双闭环反馈控制系统的自适应功能来降低最大超调量﹒电流内环控制结构如图8 所示﹒

图8 电流内环控制结构

图8 所示结构的传递函数为

电压外环控制结构如图9 所示﹒

图9 电压外环控制结构

图9 所示结构的传递函数为

通过Simulink 建模仿真来分析不同的控制策略对回馈电压的影响，结果如图10 所示﹒

图10 不同控制策略下输出电压波形

从图10 中可以明显看出，加入了PID 算法的电压超调量更小，波形平滑度更好﹒但需要注意的是，积分校正往往使系统的快速性下降，故应根据比例调节后的稳态误差加入适当参数的积分校正﹒

4 系统测试与结果分析

设计一个30 V 输入，20 V/2 A 输出的电源系统来模拟变流器负载试验中的能量回馈，具体测试结果如下﹒

4.1 变流器1 工作电压和频率测试

测试条件：变流器1 输出端连接电阻性负载，通过连接单元断开变流器2 等能量回馈部分；调整直流电源输入电压在29～32 V 之间变化；调节负载使输出电流Io为2 A﹒测量输出电压和输出频率，数据如表1 所示﹒

表1 变流器1 输出电压和频率

由表1 可知，当输入电压在29～32 V 之间变化时，变流器1 的最大输出电压为20.03 V，最小输出电压为19.98 V，交流侧输出电压波动范围是0.05 V；最大输出频率为50.03 Hz，最小输出频率为49.97 Hz，交流侧输出频率的波动范围是0.06 Hz﹒

4.2 能量回馈装置输出电压测试

测试条件：整机接入，调整直流电源输入电压为30 V，交流输出电流为1 A﹒接通能量回馈装置，使用数字万用表测量能量回馈装置的输出电压和交流输出电压，数据如表2 所示﹒

表2 能量回馈装置输出电压

由表2 可知，当回馈电压为29.82 V 时，交流侧输出电压为20.02 V，功率因子为0.998，这表明系统能较好地实现能量回馈﹒

4.3 失真测试

在交流输出电流为2 A 时，使用示波器测得交流侧输出的单相正弦波如图11所示﹒从图11 可知，交流侧输出的单相正弦波无明显失真(为便于观察，测量时示波器探头已衰减10 倍)﹒

图11 交流侧输出信号

4.4 频率步进测试

在能量回馈装置输出电压测试的基础上，将交流电流调至2 A，调整输出频率在20～100 Hz之间变化，步进频率为1 Hz，结果如表3 所示﹒

表3 频率步进测量 Hz

由表3 可知，系统能以1 Hz 的步进频率进行调整且逆变频率的误差在可接受范围之内﹒

4.5 系统效率测试

测试条件：在频率步进测试的基础上，调整输出频率为50 Hz﹒从30 V 开始慢慢调低直流电源的输入电压，直至逆变输出电压超出(20±0.5) V的范围，测试结果如表4 所示﹒

经过多次测量和计算可知，系统效率均高于80%，这说明系统能量回馈稳定、效率高﹒

表4 系统测试

5 结束语

针对变流器带载时的能量耗散问题，实验模拟出了由电压型全桥逆变器和理想二极管桥整流控制器构成的一种以STM32 单片机为核心控制器的数字式能量回馈装置﹒在30 V 直流输入和20 V 正弦交流电输出的条件下，各项测试结果表明：该能量回馈系统工作效率高(大于80%)、交流侧输出稳定、电压波动范围小、频率步进可调且输出波形无明显失真﹒