面向10 kV/20 kV混合配电网的五端口电力电子变压器

鲁思兆，刘娅奇，邓晓婷，邵雨濛，吴远密

(1.昆明理工大学 电力工程学院，云南 昆明650500；2.云南电网有限责任公司西双版纳供电局，云南 西双版纳666100)

配电网作为电力系统的末端，其运行质量直接关系到电力用户的切身利益[1]，因此在配电网规划中选择合适的电压等级至关重要，配电网的电压等级需要随着用电负荷的变化不断进行调整和改进[2]。目前我国中高压配电网采用的电压等级为10 kV，然而随着国民经济的快速增长，在一些电力负荷较大的地区，若继续沿用10 kV电压等级的配电网，会造成供电能力不足、电能质量低、线路数目增加、占用空间大等问题[3]。鉴于10 kV中压配电网存在的局限性，20 kV电压等级的配电网逐渐得到广泛关注，并在国内外部分地区实现了实际应用[4]。与10 kV相比，采用20 kV电压等级的配电网具有提高配电线路的送电能力、提高供电质量和合理控制成本等突出优势[3-4]。因此，针对不同密度的负荷，采用10 kV/20 kV混合配电网对用户进行供电，可确保电网的安全、经济和高效运行[5]。

另一方面，随着经济的快速发展，能源短缺以及资源浪费问题日益加重，如何开发新能源应对能源危机是电力行业亟需解决的问题[6-7]。近年来，我国积极推进能源革命，可再生能源发电得到快速发展，大量分布式能源接入到配电网中[8]。目前配电网中电压的变换主要依赖传统工频变压器，虽然传统工频变压器具有可靠性高、成本低、效率高等优点[9]，但也存在一些不足[10]，如无法实现故障隔离、功率调节等功能。随着越来越多的光伏、风能等分布式新能源接入配电网，基于电力电子变换器的交直流变换环节多，依赖传统工频变压器的配电网在一些特定场合逐渐无法满足电力系统调度的要求。对于存在分布式能源接入且由不同电压等级组成的混合配电网来说，采用具有多个电压等级和多个端口的电力电子变压器(power electronic transformer，PET)来实现可再生能源的高效消纳以及电能的灵活调度，是未来配电网的发展趋势。

由此可见，大规模的分布式发电推动了先进电力电子技术在电网中的发展和应用[11]。PET是由电力电子功率器件和高频变压器组成的多端口电力电子变换器，其功能不仅包括传统工频变压器所具备的电压变换、电气隔离等，还可以实现故障隔离以及功率流控制等功能[12]。基于PET的交直流混合配电网可以实现可再生能源的灵活接入，提高能源利用效率，实现可再生能源的充分消纳[13]。目前，国内外相关的研究机构和学者对PET开展了大量研究，完成了试验样机的研制并挂网运行[11]。为满足电网电压等级和电力系统容量的要求，PET一般采用多级结构，需要采集和控制的变量多，控制系统比较复杂。随着子模块数目增多，PET的体积和成本相应增加，阻碍了其推广应用[14-16]。

PET根据电能变换的级数，可分为单级式(AC/AC)、两级式(AC/DC/AC)和三级式(AC/DC-DC/AC)结构[17-18]。三级式拓扑结构无直接的AC/AC电路，滤波电路比较简单，且端口类型比较多，可实现电力系统的无功功率补偿、电压跌落补偿等，因此具有非常广阔的应用场景。

在三级式PET结构中，第一级AC/DC变换拓扑采用级联H桥(cascaded H-bridge，CHB)变换器、中点箝位型(neutral point clamped，NPC)变换器、模块化多电平变换器(modular multilevel converter，MMC)等结构。基于CHB的变换器一般不具备高压直流端口，这使其无法接入较远距离的可再生能源端口或者交直流混合配电网的高压直流端口[19]。NPC变换器在结构上所需的电容较少，功率密度高于CHB型和MMC型变换器，但是NPC结构不具备模块化特征，且电容电压均衡比较复杂。MMC在结构上具有高度模块化、易于拓展和容易实现冗余容错控制等特征，同时可提供高压直流端口；然而，受功率器件耐压限制，MMC采用的子模块数目较多，导致变换器成本高、功率密度低。在三级式PET中，高压级变流器功率模块数量多，占用空间大，是制约PET功率密度提高的最主要障碍[20]。

基于以上分析，本文以减少PET的功率子模块数和提高PET高压侧直流电压利用率为目标，提出面向10 kV/20 kV混合配电网的五端口PET拓扑结构，并分析了所提出拓扑的工作原理和数学模型，提出相应的控制方法并进行仿真验证。

1 面向10 kV/20 kV混合配电网的五端口PET拓扑

本文所提新型五端口PET拓扑结构如图1所示。该拓扑结构包括±15 kV高压直流端口、20 kV交流端口、10 kV交流端口、低压直流端口和低压交流端口。所提出的PET采用三级式拓扑结构，高压级采用基于半桥子模块的MMC拓扑结构，隔离级由多个串入并出的隔离型DC/DC变换器组成，低压级为三相全桥逆变器。在该拓扑中，高压直流端口电压为±15 kV，高压交流端口电压为10 kV和20 kV，低压直流端口电压为700 V，低压交流端口的电压为380 V。图1中，20 kV交流端口采用三相六桥臂MMC拓扑结构，10 kV交流端口采用三相四桥臂MMC拓扑结构，有效减少了PET所需的功率模块数。其中，i、e分别为输出电流和电网电动势，下标a、b、c，A、B、C以及U、V、W分别表示三相。

传统MMC为三相六桥臂拓扑结构，三相共有6个桥臂，每个桥臂由N个子模块串联而成，上下2个桥臂通过缓冲电感连接成一相[21]。为减少MMC的桥臂数和子模块个数，有学者提出三相四桥臂MMC拓扑结构[22]，其中两相与传统三相六桥臂MMC相同，第三相由若干个电容串联构成。以每个桥臂采用N个半桥子模块，输入相同直流电压Udc为例，表1列出了三相六桥臂MMC和三相四桥臂MMC需要采用相关器件数对比。

图1 面向10 kV/20 kV混合配电网的五端口PET拓扑Fig.1 Five-port PET topology for 10 kV / 20 kV hybrid distribution network

表1 三相六桥臂MMC与三相四桥臂MMC的对比Tab.1 Comparisons of three-phase six-arm MMC and three-phase four-arm MMC

2 新型PET控制方法

新型PET具有5个端口，需结合各个端口的电路结构特点实现对功率流的动态控制。高压级10 kV交流端口采用三相四桥臂MMC拓扑结构，电路结构不对称，控制自由度减少，使得控制难度提高。此外，在对MMC进行控制时，要避免出现过调制现象，保证PET输出的电能质量。因此，新型五端口PET的控制主要包括：10 kV侧三相四桥臂MMC控制、20 kV侧三相六桥臂MMC控制、隔离级控制和逆变级的控制。

2.1 10 kV侧三相四桥臂MMC的控制

三相四桥臂MMC的电路结构不对称，而电力系统中的三相电网为对称系统，因此需要根据三相四桥臂MMC的特点对其进行控制。三相四桥臂MMC的A、B相由多个功率子模块通过桥臂电感串联得到，C相由隔离级的输入电容串联得到，仅有A、B相的电压是可控的，故10 kV侧三相四桥臂MMC控制的关键点在于如何通过控制A、B相电压实现对三相系统的控制[23]。

2.1.1 三相四桥臂MMC的数学模型

为了研究三相四桥臂MMC的控制方法，首先分析其数学模型。图2所示为三相四桥臂MMC的三相等效电路图。图中各符号含义见本节具体分析。

A、B相的上、下桥臂由N个半桥子模块串联得到，上下桥臂则通过中间带抽头的电感进行连接，C相由N个电容串联而成。图2(a)中，Udc为直流侧电压，ux为x(x=A,B)相输出电压，ix为x相输出电流，upx、unx为上下桥臂子模块输出电压，ipx、inx为上下桥臂电流，Lpx、Lnx和M分别为上下桥臂自感和互感，Rpx、Rnx为电阻，icir为循环电流。根据文献[24]，忽略桥臂电阻并假设2个绕组的耦合系数为1(即自感和互感相等)，可推导得到以下关系式：

图2 三相四桥臂MMC的数学模型 Fig.2 Mathematical model of three-phase four-arm MMC

(1)

ix=ipx-inx,

(2)

(3)

忽略桥臂电阻，在理想情况下，C相电容电压的直流分量可表示为：

(4)

(5)

式中ucap为C相每个电容的电容电压。

2.1.2 三相四桥臂MMC的系统级控制

在三相对称系统中，三相电网相电压ua、ub、uc的相位差为120°，由于三相四桥臂MMC的C相电压uC不可控，故考虑将C相输出相电压抵消为0。在每相输出相电压参考值上叠加1个幅值与C相电网电压幅值相同、相位相反的共模电压uz，最终C相输出相电压可抵消为0，具体实现方法如式(6)—式(8)：

(6)

uz=-|uc|=-Umsin(ωt-240°).

(7)

(8)

式中：Um为基波调制波幅值；t为时间；ω为角频率。

图3 两相60°控制方法原理图Fig.3 Diagram of two-phase 60° control method

2.1.3 三相四桥臂MMC的电流控制

图4 三相四桥臂MMC的无差拍电流控制框图Fig.4 Deadbeat current control block diagram of three-phase four-arm MMC

2.1.4 MMC的子模块电容电压控制

MMC的每个桥臂由多个半桥子模块串联而成，子模块电容值不一致、功率管导通时间不一致以及桥臂间的功率脉动等都会造成电容电压不平衡，严重时会威胁到三相四桥臂MMC的安全运行，因此要对子模块电容电压进行控制。三相四桥臂MMC的电容电压平衡控制一般可以分为平均控制和平衡控制。平均控制用于控制整个桥臂的电压，使得子模块电容电压的直流分量之和与直流侧母线电压相等，即控制直流输入功率等于交流输出功率；平衡控制用于实现不同子模块的电容电压相等，避免出现子模块电容电压不一致的情况。

2.2 20 kV侧的三相六桥臂MMC的控制

对于三相六桥臂MMC，采用常规正弦波调制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)时，其输出的交流电压基波最大幅值与直流电压之比(即直流电压利用率为0.866)。10 kV/20 kV五端口PET直流侧电压等级为±15 kV，而三相六桥臂MMC的高压交流侧电压等级为20 kV，此时的直流电压利用率为0.943，超出了常规SPWM的范围；因此需要采用改进的调制策略，避免出现过调制现象。

基于以上分析，在常规SPWM波中注入三次谐波，使调制波变为鞍形波，在直流电压一定的条件下提高输出交流电压幅值，从而提高直流电压利用率[25]。调制波注入三次谐波后，因叠加的三次谐波相位、幅值大小相等，为零序分量，输出线电压中的三次谐波能被相互抵消，使得输出线电压仍为正弦波。所以，针对本文提出的10 kV/20 kV五端口PET高压侧三相六桥臂MMC，采用注入三次谐波的调制策略，提高直流电压利用率。

采用载波移相调制时，三相六桥臂MMC上桥臂调制波取反后即可得到下桥臂调制波。设U、V、W三相上桥臂调制参考电压分别为：

(9)

则可以得到注入三次谐波后的三相调制参考电压表达式为：

(10)

式中k为注入三次谐波的幅值系数，取值范围一般为0～0.4[26]。若k值过小，直流电压利用率提升有限；若k值过大，叠加得到的鞍形波的幅值会大于三角载波幅值，产生过调制现象。k值的选取原则是叠加三次谐波后调制波的幅值不大于载波。根据文献[27-28]，当k=1/6时，输出基波分量峰值可达到最大值为1.15Udc/2，即直流电压利用率可达0.966，满足三相六桥臂MMC连接20 kV配电网时所需的直流电压利用率。因此，本文选取谐波系数k为典型值1/6。图5所示为注入三次谐波后的调制波形。

图5 调制波中注入三次谐波Fig.5 Modulation wave with third harmonic injection

三相六桥臂MMC拓扑结构对称，采用传统dq解耦控制方法对电流进行控制。图6所示为三相六桥臂MMC在dq坐标系的PI电流环控制框图。图中PI为比例积分环节，iq,ref、id,ref和eq、ed分别为各相输出电流和电动势的q轴分量与d轴分量的给定值，iq、id和uq、ud为dq坐标系下的电流和电压，L为桥臂等效电感。经电流环控制后，得到dq坐标系下的电压控制指令值，经过Tdq/UVW变换后最后生成三相的电压控制指令值uU,ref、uV,ref和uW,ref。三相六桥臂MMC的电容电压控制与三相四桥臂MMC的控制方法相同。

图6 三相六桥臂MMC在dq坐标系的PI电流控制框图Fig.6 PI current control block diagram of three-phase six-arm MMC in dq coordinate system

2.3 新型五端口PET隔离级的控制

新型五端口PET采用非谐振式双有源全桥作为系统的隔离级，在实现高频隔离的同时能够维持低压直流端口电压的稳定。图7所示为非谐振式双有源全桥的拓扑结构，主要由两端的H桥以及中间的高频隔离变压器组成。双有源全桥能实现功率的双向流动，通常采用移相控制方法；原副边之间的移相角控制功率传输的大小及功率流动的方向，通过控制副边滞后原边的相角可以控制原边向副边传递的功率值以及副边电流的大小。图中Up和Us分别为原、副边中点电压，Lp和Ls为高频隔离变压器的等效漏感，S1—S8为构成2个H桥的8个功率开关管，u1为原边输入电压，u2为副边输出电压，C1为输入电容，C2为输出电容，iL为电感电流。

图7 非谐振式双有源全桥Fig.7 Non-resonant dual active full bridge

图8所示为副边滞后原边相角为φ的条件下，非谐振式双有源全桥功率开关管的驱动波形以及电压电流波形。从开关管的驱动波形可以看出，控制H桥中上下开关管互补导通，对角线同时导通，占空比为50%。一般情况下，副边与原边之间的移相角由原边输入电压和副边输出电压与控制指令相比较，再经过PI控制器后得到。

图8 非谐振式双有源全桥驱动及电压电流波形Fig.8 Drive signals, voltage and current waveforms of non-resonant dual active full bridge

2.4 新型五端口PET逆变级的控制

五端口PET的逆变级采用三相全桥逆变结构，电路结构对称，可以采用传统的dq解耦控制策略，类似图6。控制器采样得到的三相电感电流经过Tabc/dq变换得到dq坐标系下的电流iq和id，iq和id经过比例积分控制得到dq坐标系下的电压uq和ud，之后再经过Tdq/abc变换得到三相全桥逆变器的控制电压指令。比较控制电压指令与三角载波即可得到三相全桥逆变器中功率开关管的驱动信号。

3 系统仿真验证

为验证本文所提五端口10 kV/20 kV PET拓扑结构以及控制策略的可行性，在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型，仿真参数见表2，仿真波形如图9—图13所示。

表2 仿真参数Tab.2 Simulation parameters

仿真模型中高压直流端口输入额定有功功率PHVDC=2 MW，高压10 kV交流端口、20 kV交流端口和低压交流端口输出有功功率、低压直流端口不输出功率。为验证控制系统的动态性能，0.5 s时，高压10 kV交流端口功率从0.9 MW变为0.45 MW，高压20 kV交流端口功率从1 MW变为1.5 MW，低压交流端口功率从100 kW变为50 kW。图9所示为10 kV交流侧三相电网电压、20 kV交流侧三相电网电压和高压直流电压。从图9可以看出高压10 kV交流和20 kV交流均为三相对称系统，高压直流电压稳定在30 kV。

图10所示为高压10 kV交流端口输出的线电压与线电流波形。从仿真波形可以看出：3个输出线电压的基波分量相等且相位互差120°，均为9电平的阶梯波，说明采用两相60°控制方法后，输出线电压和线电流均得到了有效控制；另外，高压10 kV交流端口功率从0.9 MW变为0.45 MW后，输出电流能够快速达到稳态，验证了本文中所提出的三相四桥臂MMC控制方法的有效性。

图9 10 kV交流侧三相电网电压、20 kV交流侧三相电网电压和高压直流电压Fig.9 10 kV AC side three-phase grid voltage, 20 kV AC side three-phase grid voltage and high voltage DC voltage

图10 高压10 kV交流端口输出线电压和线电流Fig.10 Output line voltages and line currents of high-voltage 10 kV AC port

图11所示为高压20 kV交流端口的输出线电压与线电流波形。从仿真波形可以看出：调制波中注入三次谐波以后，三相六桥臂MMC并未出现过调制现象，输出线电压和线电流都得到了有效控制；同时，高压20 kV交流端口功率从1 MW变为1.5 MW后，输出电流能够快速达到稳态，验证了本文中所提出的三相六桥臂MMC控制方法的有效性。

图11 高压20 kV交流端口输出线电压和线电流Fig.11 Output line voltages and line currents of high-voltage 20 kV AC port

图12所示为低压交流端口输出线电压与线电流波形，低压交流端口功率从100 kW变为50 kW后，输出电流能够迅速达到稳态。图13所示为低压直流端口电压波形，低压直流端口电压稳定在700 V，在0.5 s输出功率发生阶跃变化时，低压直流端口电压能够保持稳定，电压波动很小。

图12 低压交流端口输出线电压和线电流Fig.12 Output line voltage and line currents of low-voltage AC port

图13 低压直流端口电压Fig.13 Voltage of low-voltage DC port

4 结束语

本文提出一种面向10 kV/20 kV混合配电网的五端口电力电子变压器拓扑结构及其控制方法，该方法的特点和优势包括：①具有高压10 kV交流、高压20 kV交流、高压30 kV直流、低压直流和低压交流5个端口，可实现不同电压等级交直流电网的接入，同时增强分布式能源接入电网的灵活性；②充分利用三相四桥臂MMC和三相六桥臂MMC的各自优势，在实现连接10 kV和20 kV配电网的同时减少功率子模块的数目；③采用三次谐波注入法，能够提升高压侧直流电压的利用率，所提出的控制策略实现了对各端口输出功率的有效控制。