一种改进的柔性直流功率变换单元和MMC阀段对冲试验方法

喻松涛，李巍巍，许树楷，李岩，韦甜柳，杨煜，何智鹏

(直流输电技术国家重点实验室(南方电网科学研究院有限责任公司)，广东 广州 510663)

模块化多电平换流器(modular multi-level converter，MMC)具有模块化结构、易于安装扩展、损耗低、开关频率低、省去交流滤波器等优点，是国际上电力电子学科研究的热点课题，极大推动了高压直流输电(high voltage direct voltage，HVDC)技术的发展[1-4]。世界范围内，自德国建成首个MMC直流输电工程Trans Bay Cable以来，已有大量HVDC工程应用MMC解决方案，包括张北柔性直流工程和昆柳龙柔性直流工程[5]。

对于柔性直流换流阀，国际电工委员会较早提出了IEC 62501标准，规定了柔性直流换流阀型式试验分为绝缘试验和运行试验[6]，描述了各项试验内容[7-8]，但并未给出明确的试验电路和试验方法。应用于HVDC的MMC具有高压容量特点，搭建与实际运行工况相同的试验回路对MMC进行试验不具备实际可行性，因此等效试验技术是解决MMC试验难题的关键。已有大量文献对MMC的对冲等效试验方法进行研究[9-17]，试验电路主要由直流补能电源、负载电抗器、充电回路、被试换流阀组成，能够对换流阀持续运行时的电压、电流、温度等关键应力耐受能力进行考察。

文献[9-12]提出了MMC对冲试验电路及其控制方法，但使用的直流电源给上下2个桥臂阀段供电，对直流补能电源的电压等级要求较高。文献[13-14]提出了适用于MMC阀段试验电路的参数设计和试验方法，但补能电源同时给所有子模块电容供电，同样需要高压直流电源。文献[15]中使用由三相交流电网、多绕组变压器和整流桥构成的供电回路，向被试阀段充电和补能，但接线复杂，并且无法测试陪试阀段的子模块充放电特性。文献[16-17]提出的MMC阀段试验方法中，仅使用单个子模块额定电压的直流补能电源，虽可满足试验需求，补能电源的输出电压要求低，但需要配置相应的充电电源对子模块进行充电。

本文在已有MMC对冲试验技术的基础上，采用低压直流电源补能结构，改进了补能回路和预充电方法，降低了补能电源输出电流峰值要求，节省了充电回路设备投资。

1 半桥功率变换单元对冲试验电路设计和分析

典型的半桥功率变换单元(半桥模块)对冲试验电路如图1所示。图1中HB-1和HB-2为2个半桥子模块，直流电源电压为Udc，D0为补能回路整流二极管，由于补能回路电流一般会有过零点，导致电流峰值较大，通过增设D0，可以消除电流过零，降低电源输出电流峰值。2个子模块电容电压分别为UC1和UC2，2个子模块采用正弦波脉冲宽度调制(sine pulse width modulation,SPWM),调制比分别为M1和M2，调制波频率为f，HB-1超前HB-2的调制波相位为φ,C1、C2为电容器(量值分别记为C1、C2)，L为负载电抗器(量值记为L，以此类推)，S1—S4为绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，S0为开关，ua、ub为子模块输出电压。

图1 半桥模块对冲试验电路Fig.1 Back to back power test circuit for half bridge module

仅考虑基波和直流分量，子模块输出电压为：

(1)

(2)

式(1)—(2)中：

ω=2πf；t为时间。

1.1 开关S0断开时

由于子模块HB-2不消耗有功功率，考虑开关损耗和线路损耗较小，子模块HB-1通过负载电抗向子模块HB-2输送的有功功率应接近0，因此子模块HB-1会向子模块HB-2传输的直流功率Pab_dc满足Pab_dc=-Pab_ac，Pab_ac为子模块HB-1会向子模块HB-2传输的交流有功功率。

可以得到流过负载的电流直流分量

(3)

此时电容C1直接由直流电源充/放电，电压稳定在直流电源电压附近，而电容C2通过流过负载电抗器L的电流进行充/放电。负载线路上的电阻为R，电容C2和电容C1电压直流分量为

UC2=UC1-RIab_dc.

(4)

仅考虑负载电流中的基波和直流分量，电容C2的充/放电电流

(5)

式中:Iab_ac为负载电流基波峰值;φb为子模块HB-2调制波相位与负载电流相位差。

由于电容电压直流分量在电路处于稳态后保持稳定，充/放电电流直流分量为0，仅含有基波分量和二倍频分量。相应地，电容C2电压中除了直流分量，还包含基波分量和二倍频分量，因此电容C2电压的瞬时值

(6)

1.2 开关S0闭合时

开关闭合后，此时电容C1和C2均可直接从直流电源处获取充/放电电流，保持电容电压稳定。电容C1和C2的电压相等，因此ua和ub的直流分量相等，流过负载电抗器的电流中无直流分量。

2 MMC阀段对冲试验电路设计和分析

2.1 试验电路设计

本文提出的阀段对冲试验电路如图2所示。图2中进行试验的为2个分别由n个半桥子模块组成的MMC阀段，其中R1和R2为充电限流电阻，K0、K1、K2分别为开关。已有研究中的对冲试验电路一般采用单独的充电回路进行预充电[16-17]，需要安装相应的充电回路以及充电电源，而本文提出的阀段对冲试验电路使用低压的补能直流电源即可完成阀段的对冲试验，子模块电容可由补能电源进行预充电，无需单独的预充电回路，可实现更具经济性和紧凑化的对冲试验电路配置。

图2 MMC阀段对冲试验电路Fig.2 Back to back power test circuit for MMC valve section

2.2 预充电策略

本文提出的预充电基本策略为通过控制每个子模块的投入/旁路状态，依次接入回路中进行充电，直至接近电源电压Udc。考虑到电容器的自放电现象，进行试验的阀段子模块不宜过多，否则最后的子模块充电结束后，最早充电的子模块会低于最低工作电压要求。设定子模块充电时间为3τ1(τ1为充电时间常数)，最多允许放电时间为τ2(τ2为放电时间常数)，则子模块数量n和预充、放电时间常数的关系为

(7)

式中：τ1=RcRsC/(Rc+Rs)，Rc为充电限流电阻值，Rs为自放电等效电阻值，C为电容器电容值；τ2=RsC。

随着以SiC为代表的宽禁带器件在输配电领域的发展和应用[18-21]，同样电压等级下所需的MMC子模块数量将显著减少。基于这一发展趋势，本文提出的预充电策略在节省充电回路投资角度的优势将更加突出。

考虑充电完成后需要切换至稳态运行，本文提出的预充电策略总结如下：

a)投入补能回路充电限流电阻R1，使子模块1充电至Udc；

b)切除补能回路限流电阻R1，投入试验回路充电限流电阻R2，子模块2至子模块n通过转换开关反向接入回路，依次投入子模块2至子模块2n进行充电(每个子模块充电完成后均从主回路切除)，充电完成后切除电阻R2，子模块2至子模块n通过转换开关正向接入回路；

c)启动MMC阀段调制信号输入，均衡子模块电容电压；

d)逐步抬升补能电源电压值，将每个子模块充电至Udc，过渡至正常稳态运行。

步骤d)中直流电源电压抬升的初值应小于步骤c)中均衡后的电容电压值，抬升速率不宜过大，否则可能激励明显振荡，导致电源输出电流尖峰超出允许值。

稳态运行时，阀段输出电压ua和ub由不同开关状态子模块电容电压组合而成，是带直流偏置的交流电压。负载电抗器电抗L流过的电流主要由基波交流分量和直流分量组成，与开关K0断开时的试验情况一致，此处不再赘述。但与半桥模块对冲试验电路不同的是，由于采用子模块均压算法，被选中接入电路的子模块充/放电电流等于负载电流。

3 控制算法研究

图1 中的半桥模块对冲试验电路，在开关S0断开时，负载电流同时具有交流和直流分量，可以对交流分量和直流分量进行控制，测试半桥模块传输交流功率和直流功率的能力。

3.1 交流分量控制

(8)

半桥模块之间交换的交流有功功率Pab_ac和无功功率Qab_ac分别为[9]：

(9)

从式(9)可知:通过调节2个半桥子模块的相位差φ，可以显著调节半桥模块之间交换的交流有功功率；HB-1调制比M1保持不变时，通过调节HB-2调制比M2，可以显著调节交换的无功功率。

3.2 直流分量控制

负载电流直流分量的功率和交流分量有功功率大小相等，方向相反。直流分量如式(3)所示，由于UC1基本维持在Udc附近，负载电流的直流分量与半桥模块间交换的交流有功功率成正比，因此负载电抗上的电流直流分量峰值

(10)

显然通过调节相位差φ，可以对负载电流的直流分量进行有效控制。这样负载电抗电流中直流分量占交流分量峰值的比值

(11)

对于图1中S0闭合的情况，2个半桥子模块通过负载电抗器仅交换交流功率，交流电流峰值同样满足式(8)中的关系，传输交流功率的控制算法和式(9)保持一致；对于图2中的MMC阀段对冲试验，阀段之间同时传输直流功率和交流功率，相关直流和交流分量的控制算法和S0断开时的半桥模块对冲试验基本一致。

4 仿真试验研究

4.1 半桥功率模块对冲试验仿真研究分析

本文采用PLECS仿真软件对所提出的对冲试验电路及试验方法进行研究。依据试验能力(电压为5 kV)、电压波动要求(电压波动幅值不超过5%)、试验电流二次谐波抑制要求，可以对冲试验电路中负载电抗值和功率模块电容值进行设计和选取[14]。本试验电路中主要参数选取见表1。2个功率模块调制比均为0.9，调制波频率为50 Hz，初始相位差为40°。

表1 半桥功率模块对冲试验仿真主要参数Tab.1 Main parameters for half-bridge module power test

4.1.1 开关S0闭合时半桥功率模块对冲试验仿真

当开关S0闭合时，流过负载电抗器Lb的电流i波形稳定后如图3所示。电流峰值为490.2 A，与式(8)计算的交流电流峰值489.9 A基本保持一致，无直流分量。

图3 开关S0闭合时负载电抗器的电流Fig.3 Reactor current when the switch is closed

通过改变两侧半桥模块的调制比大小和对应关系可以改变输出的交流电压幅值，以及负载电抗器上传输的无功功率；通过改变相位差，可以改变负载电抗器传输的有功功率。由于电路中基本没有有功负载，因此2个子模块的有功功率通过负载电抗器和电容回路达到平衡。

4.1.2 开关S0断开时半桥功率模块对冲试验仿真

当开关断开后，流过负载电抗器Lb的电流i波形稳定后如图4所示。此时负载电抗电流包含直流分量，交流分量峰值大小为503.9 A，直流分量大小为-211.2 A。

图4 开关S0断开时负载电抗器的电流Fig.4 Reactor current when the switch is open

通过式(8)和式(10)计算的交流分量和直流分量分别为489.9 A 和-207.2 A，与仿真结果基本一致。但此时发现电流交流分量峰值仿真值与计算值的偏差相比闭合开关时大，这主要是由于模块电容电压与电源电压的偏离增大，引起交流电压幅值变化。相位差分别为40°和20°时直流分量占交流分量峰值比例r分别为0.42和0.44，与式(10)的计算结果保持一致。

4.2 MMC阀段对冲试验电路仿真研究分析

在PLECS中搭建的MMC阀段对冲试验电路如图5所示。

图5 MMC阀段对冲试验仿真电路Fig.5 Simulation circuit for MMC valve section power test

4.2.1 预充电过程

采用第2.2节中提出的预充电策略，对2×8个子模块进行预充电试验。主要参数为：Udc=5 kV，C=18 mF，L=0.05 H，充电限流电阻R1=R2=125 Ω，自放电等效电阻Rsc=30 kΩ。

图6和图7所示分别为预充电过程的子模块电容电压和直流补能电源输出电流，整个预充电过程用时115 s。子模块1电压充电完成后维持在Udc，其余子模块电压由于自放电逐渐降低，整个预充电过程中直流电源输出电流均处于合理范围。

图6 预充电过程子模块电容电压Fig.6 Capacitor voltage of sub-module during pre-charging

图8为预充电完成后过渡到稳态运行的子模块电容电压。图8中：经过0.7 s子模块均压完成，直流电源电压逐步抬升至5 kV，第9 s时所有电容电压均稳定在5 kV，试验电路进入稳态运行。

图7 预充电过程直流电源输出电流Fig.7 DC source current during pre-charging

图8 稳态过渡过程子模块电容电压Fig.8 Capacitor voltage of sub-module during steady-state transition

4.2.2 稳态试验和对冲试验

本文针对20个半桥功率模块组成的MMC阀段进行稳态试验研究，依据试验能力(电压5 kV×20)、电压波动要求(电压波动幅值不超过5%)、试验电流二次谐波抑制要求。2个MMC阀段调制比均为0.9，调制波频率为50 Hz，初始相位差为10°。

流过负载电抗器Lb的电流如图9所示，负载电抗电流中有直流分量，其中交流分量峰值为546.9 A，直流分量为-248.1 A。通过式(8)和式(10)计算的电流交流分量峰值和直流分量分别为545.6 A和-244.5 A，和仿真试验结果基本一致；通过改变两侧阀段的相位差，可以调节负载电抗器上的电流直流分量，相位差为20°和10°时直流分量占交流分量峰值比例分别为0.44和0.45，与按照式(11)计算结果保持一致。

图9 稳态试验下负载电抗器电流Fig.9 Reactor current in steady-state test

该对冲试验电路仅由阀段中的1个半桥模块进行供电，无需高电压集中供电，也无需多电源分散供电，左侧阀段子模块电容电压如图10所示。由图10可以看到：通过半桥模块电容的均压控制，实现了稳定的半桥模块电容电压。20个子模块电压处在同一包络内，直流分量为5.022 1 kV，基频交流分量和二倍频交流分量分别为29.6 V和11.7 V。

图10 1个半桥模块对冲试验下子模块电容电压Fig.10 Capacitor voltage of sub-modules in power test of one half-bridge module

4.2.3 补能回路整流二极管影响

在补能电源回路增加二极管对电源输出电流进行不控整流，并不影响半桥模块/MMC阀段的对冲试验特性，但显著减小了直流电源的输出电流峰值，降低了直流电源峰值电流要求。图11中在电源回路增加整流二极管后，电源输出电流的峰值由104.9 A降为66.6 A, 降低了直流电源输出电流峰值。

图11 补能电源回路不同情况下直流电源输出电流波形Fig.11 Output current waveforms of DC source under different supply source circuits

5 结束语

a)本文提出一种改进的柔性直流功率变换单元的对冲试验电路拓扑，通过连接开关即可控制负载电流直流分量的有无。

b)给出MMC阀段对冲试验电路，与现有柔性直流换流阀对冲试验电路相比无需交流充电电源，直流补能电源峰值电流更小。

c)提出详细的理论分析和控制方案，只需要简单的开环控制，调节换流阀桥臂输出电压的幅值和相位，不需要额外复杂控制器，就可以对半桥功率变换单元和MMC阀段传输的交流有功/无功功率和直流功率进行有效模拟。

在此基础上，基于PLECS软件搭建对冲试验电路模型，进行仿真分析，验证本文提出方法的正确性和有效性。后续研究团队将完成试验平台搭建，应用该试验方法对基于SiC器件的功率变换单元进行物理试验，进一步验证本文所提方法的正确性和实用性。