新型高增益耦合电感组合Sepic 变换器

荣德生，黄 鹤，孙瑄瑨

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105）

太阳能、风能等新型能源，具备可再生、无污染的特点，近年来发展迅速，应用日益普及。新能源核心组件输出电压较低，为给后级逆变装置或者直流电网提供足够电压，需增加DC-DC 变换器进行升压。DC-DC 变换器作为其核心单元备受关注，而高增益、高效率的DC-DC 变换器已经成为研究热点。

为了提升传统Boost 变换器的电压增益，近年来，学者们提出了各种解决方案，包括级联变换器、倍压单元倍压、耦合电感倍压和隔离式变换器等[1-4]。其中采用耦合电感结构、设置合理的匝比、可灵活调节变换器的电压增益，成为提升变换器电压增益行之有效的方案。文献[5]提出了带耦合电感Boost 变换器，调节变换器匝比，即可有效调节变换器电压增益，但由于漏感的存在，导致漏感与开关器件寄生电容会产生谐振，开关管关断瞬间，会产生较大的电压应力；文献[6-7]在基本耦合电感Boost 变换器的基础上，通过增添无源和有源箝位电路，吸收漏感能量，提出了一系列具有箝位电路的高增益耦合电感Boost 变换器；文献[8-10]将耦合电感与电容在前级组合，通过耦合电感副边给倍压电容储能，在放电状态下一同串联放电，该方案既抑制了电容储能时过大的电流冲击，又大大提升了电压增益；文献[11-13]详细总结了各种具有耦合电感的高增益Boost 变换器的结构；文献[14]通过将二次型Boost变换器中的电感替换为耦合电感，提出了双耦合电感二次型Boost 变换器；文献[15-17]提出了耦合电感与倍压电容组合的一系列高增益变换器，其电容-二极管支路既作为电容倍压支路，又作为箝位吸收回路。

本文受文献[15-17]的启发，在基本Sepic 变换器的基础上，引入耦合电感结构并与二极管-电容倍压单元DCM（diode-capacitor multiplier）进行组合，提出一种新型高增益耦合电感组合Sepic 变换器。通过调节耦合电感匝比N，灵活调节变换器的电压增益。该变换器保留了Sepic 变换器输入电流连续的特性，且利用Sepic 结构中的电容-二极管支路作为箝位吸收支路，吸收漏感能量，可有效减小由电容引入带来的电流冲击，并减小了开关管的电压应力。

1 高增益耦合电感组合Sepic 变换器的提出

首先将传统Sepic 变换器的结构作为基底，将DCM 单元与Sepic 变换器结构进行组合，提升Sepic变换器的电压增益，同时将Sepic 变换器中的前级电感替换为耦合电感的原边，副边与DCM 单元中的电容进行串联组合成为耦合电感电容倍压支路，得到高增益耦合电感组合Sepic 变换器，其拓扑如图1 所示。

由图1 可知，耦合电感原边与电容C1和C3、二极管D1以及电感L1组成Sepic 基底，二极管D1与电容C3不仅作为Sepic 基底的一部分，同时也作为箝位吸收支路，吸收耦合电感的漏感能量。耦合电感副边与电容C2以及二极管D2组成耦合电感电容倍压支路。由于耦合电感的存在，使得Sepic 变换器的电压增益进一步提升，通过调节耦合电感匝比，可以调节变换器的电压增益。

图1 高增益耦合电感组合Sepic 变换器拓扑Fig.1 Topology of high-gain coupled inductor combination Sepic converter

2 工作原理分析

2.1 变换器等效电路

高增益耦合电感Sepic 变换器的等效电路如图2 所示。由图2 可知，耦合电感是由其漏感Lk、励磁电感Lm以及耦合电感的匝比为N=n2/n1的理想变压器组成的。

图2 高增益耦合电感组合Sepic 变换器等效电路Fig.2 Equivalent circuit of high-gain coupled inductor combination Sepic converter

为了便于分析变换器的工作原理，假设：

（1）设开关管、二极管均为理想器件，即导通关断时间均为0，且关断电阻无限大，导通压降为0；

（2）电感及电容均为理想器件，忽略寄生效应；

（3）所有电容足够大，其纹波电压可以忽略；

（4）耦合电感的耦合系数k=Lm/（Lm+Lk）。

2.2 变换器模态分析

假设励磁电感Lm与电感L1的电流均连续，即工作在连续导电模式CCM（continuous conduction mode）下，在一个开关周期内，变换器共存在5 种工作模态：模态Ⅰ～模态Ⅴ。各工作模态的等效电路如图3 所示[18-20]。高增益耦合电感组合Sepic 变换器的主要波形如图4 所示。

图3 耦合电感组合Sepic 变换器各工作模态的等效电路Fig.3 Equivalent circuit of coupled inductor combination Sepic converter in each working mode

图4 高增益耦合电感组合Sepic 变换器的主要波形Fig.4 Main waveforms of high-gain coupled inductor combination Sepic converter

1）模态I[t0～t1]

在工作模态I[t0～t1]下，开关管S 导通，二极管D1、D3关断，二极管D2导通；输入电压Vin加在电感L1的两端，电感L1充电储能，电感L1的电流线性上升；同时输入电压Vin为电容C1及耦合电感原边充电，励磁电感Lm充电储能；耦合电感副边及电容C3开始给电容C2充电，二极管D2中的电流从0 开始上升，实现零电流开通。在此模态下，励磁电感电流和漏感电流分别为

2）模态Ⅱ[t1～t2]

在工作模态Ⅱ[t1～t2]下，在t1时刻，开关管S 关断，二极管D1、D2导通，二极管D3关断；电感L1及输入电源Vin向电容C1充电，并通过二极管D1给C3充电，电感L1的电流线性下降；耦合电感漏感Lk的能量经过二极管D1被电容C3吸收，漏感电流快速下降；同时副边绕组通过D2继续向电容C2充电。至t2时刻，副边绕组电流下降至0，二极管D2实现零电流关断，此模态时间较短。电容C1、C2、C3两端电压分别为、、。则励磁电感电流和漏感电流分别表示为

3）模态Ⅲ[t2～t3]

在工作模态Ⅲ[t2～t3]下，开关管S 关断，二极管D1、D3导通，二极管D2关断；电感L1依旧处于放电状态，电感L1的电流持续下降；耦合电感漏感Lk的能量经过二极管D1向电容C3转移，漏感电流下降；同时耦合电感副边和电容C2通过二极管D3一同为负载供电，同时为电容C4充电；在t3时刻，漏感Lk的能量已经释放完毕，二极管D1中的电流下降到0，二极管D1实现零电流关断。在此模态下，励磁电感电流和漏感电流分别为

4）模态Ⅳ[t3～t4]

在工作模态Ⅳ[t3～t4]下，开关管S 关断，二极管D1、D2关断，二极管D3导通；输入电源Vin与电感L1为电容C1及耦合电感原边充电，励磁电感Lm充电储能；电感L1依旧处于放电状态；同时耦合电感副边及电容C2一同为负载供电，同时给电容C4充电，漏感Lk的能量已经释放完毕。在此模态下，励磁电感电流和漏感电流分别为

5）模态Ⅴ[t4～t5]

在工作模态Ⅴ[t4～t5]下，开关管S 导通，二极管D1、D2关断，二极管D3导通；输入电源Vin加在电感L1的两端，电感L1充电储能，电感L1的电流线性上升；同时输入电源Vin为电容C1及耦合电感原边充电，漏感电流开始线性上升，同时耦合电感副边电流线性下降；在t5时刻，耦合电感原边能量释放完毕，副边电流降为0，二极管D3电流下降至0，实现零电流关断，此模态时间较短。在此模态下，励磁电感电流和漏感电流分别为

3 变换器工作性能分析

3.1 电压增益分析

已知耦合电感的耦合系数k=Lm/（Lm+Lk），匝比N 为N=n2/n1，为了便于稳态分析，只考虑模态Ⅰ和模态Ⅲ。当变换器工作在工作模态Ⅰ时情况，根据图4（a），得出励磁电感电压、耦合电感副边电压Vn2以及输入电感电压之间的关系，即

当变换器工作在工作模态Ⅲ时，根据图4（c）得

根据耦合电感的励磁电感Lm的伏秒平衡原理，在占空比为D 的条件下有

由式（11）、式（15）、式（19）得到电容C1和C3的电压关系为

由电感L1的伏秒平衡原理，得

将式（14）、式（18）代入式（21），得到输入电压和电容C1电压的关系为

由式（20）、式（22）可得

由式（11）、式（12）得耦合电感副边电压为

由式（13）、式（23）、式（24）得电容C2的电压为

将 式（15）、式（16）、式（23）、式（25）代 入 式（17），得到变压器输出电压为

变换器的电压增益表达式为

当k=1 时，变换器的电压增益表达式为

当k=1、不同匝比N 时，变换器电压增益GCCM与占空比D 之间的关系如图5 所示。可以看出，当N 不断增大时，变换器的电压增益不断提升，通过调节D 可灵活调节变换器的电压增益。

图5 k=1、不同匝比N 时变换器电压增益与占空比之间的关系Fig.5 Relationship between the converter’s voltage gain and duty cycle ratio under different values of turns ratio N when k=1

由于耦合电感漏感Lk对变换器的占空比D 存在一定的影响，分析当D=0.6 时，变换器的增益GCCM与不同匝比N 和耦合系数k 之间的关系[24]，其三维曲面图如图6 所示。可见，当N 取固定值时，k 越大，变换器的电压增益越高，D 越大，所以在变换器设计的实际应用场合下，应尽量选取k=1。

图6 D=0.6 时变换器电压增益与匝比N 和耦合系数k之间的关系Fig.6 Relationship among the converter’s voltage gain，turns ratio N and coupling coefficient k when D=0.6

3.2 电压应力分析

电压应力是选择器件的重要依据。为了简化分析，假设耦合电感的耦合系数k=1，得到电容C1、C2、C3及输出电容C4的电压应力分别为

开关管S 的电压应力为

二极管D1、D2、D3的电压应力分别为

图7 为电容C1、C2、C3和开关管S 及电压应力与输出电压之比和N 与D 之间关系的三维曲面图。由电容电压应力变化趋势可知，随着N 的增加，C1、C3的电压应力明显减小；同时，随着D 的增大，C1的电压应力减小，C3的电压应力增加。对于C2两端的电压应力随N 的变化趋势，当0

图7 电容C1、C2、C3 及开关管S 的电压应力与匝比N 和占空比D 的关系Fig.7 Relationship among voltage stress of capacitors C1，C2，C3 and switching tube S，turns ratio N and duty ratio D

图8 为二极管D1、D2、D3的电压应力与匝比N和占空比D 的关系。由各二极管两端电压应力的变化趋势可知，随着N 的增加，二极管D1的电压应力减小，二极管D2、D3的电压应力上升；而随着D 的增加，二极管D1、D2、D3两端的电压应力均减小。由此在设计选定变换器参数时，应考虑匝比对电压应力的影响，合理选择各功率器件的型号。

图8 二极管D1、D2、D3 的电压应力与匝比N 和占空比D的关系Fig.8 Relationship among voltage stress of diodes D1，D2 and D3，turns ratio N and duty ratio D

4 变换器的性能对比

将本文所提耦合电感组合Sepic 变换器与基本Sepic 变换器、文献[21]的磁集成组合式Sepic 变换器文献[22]所提出的加入输入开关电感单元的Sepic变换器，以及文献[23]所提出的在开关电感单元间加入耦合电感的Sepic 变换器的性能进行对比，结果如表1 所示。

表1 变换器性能参数对比结果Tab.1 Comparison results of performance parameters among different converters

当匝比N=2 时5 种Sepic 变换器的电压增益随占空比D 的变化曲线如图9 所示。由图可以看到，各变换器的电压增益均随占空比D 的提高而增大；文献[21]、[22]以及[23]所提出的Sepic 变换器，其增益相较于基本Sepic 变换器均有明显提升；本文所提高增益耦合电感组合Sepic 变换器的电压增益最高，且增益性能优于其他变换器，随占空比D的变化增益的上升幅度较大，从而更易在保证高增益的条件下选择更适宜的占空比。

图9 变换器增益对比Fig.9 Comparison of gain among different converters

当匝比N=2 时各变换器开关管电压应力的变化趋势如图10 所示。由图可见：基本Sepic 变换器及文献[22]所提变换器的开关管电压应力大于输出电压；文献[21]和文献[23]所提变换器的开关管电压应力随占空比D 的增大而减小，其电压应力比基本变换器的有所减小；本文所提变换器的开关管电压应力减小明显，达到了很低的数值，由此则可以在保证变换器高增益的同时，选取具有电压应力更低的电力MOSFET，可以有效降低成本。

图10 开关管电压应力对比Fig.10 Comparison of voltage stress among different switching tubes

5 同类变换器拓展

变换器的2 种拓展形式如图11 所示。由于Zeta、Cuk 变换器与Sepic 变换器具有相似的电路结构（LCD 单元）与工作原理，故可将耦合电感组合Sepic 变换器改造思想运用于Zeta、Cuk 变换器，将Zeta、Cuk 变换器作为基底，同时将其二极管-电容支路作为箝位吸收回路，得到图1 的耦合电感组合Zeta 变换器和耦合电感组合Cuk 变换器。该变换器的改造思想也可应用于其他变换器，在此不再赘述。

图11 变换器的2 种拓展形式Fig.11 Two expansion forms of converter

6 实验结果分析

为验证本文所提新型高增益耦合电感组合Sepic 变换器原理的正确性，制作了一台实验样机，如图12 所示。实验样机平台耦合电感采用罐型磁芯GU30，独立电感采用罐型磁芯GU36，主电路参数如表2 所示。

表2 变换器主电路参数Tab.2 Main circuit parameters of converter

图12 实验测试平台Fig.12 Experimental test platform

输入、输出电压及各器件电压应力波形如图13所示。图13（a）为变换器的输入、输出电压波形，可以看出，变换器实现了输入电压24 V、输出电压200 V 的高增益变换；图13（b）为开关管S 与二极管D1的电压应力波形，图13（c）为二极管D2与D3的电压应力波形，可以看出，在输出电压为200 V的情况下，开关管电压应力约为60 V，远远小于输出电压，具有较低的电压应力；二极管D1电压应力与开关管S 的接近，而二极管D2、D3的电压应力虽大于开关管S 的电压应力，但依然小于输出电压。

图13 输入、输出电压及各器件电压应力波形Fig.13 Waveforms of input and output voltage and voltage stress of each device

耦合电感原、副边及各器件的电流波形如图14 所示。图14（a）为耦合电感漏感原副边电流，图14（b）为电感L1与二极管D1的电流，图14（c）为二极管D2和D3的电流，可以看出，二极管D1实现零电流关断，二极管D2和D3都实现零电流开通。各项实验结果均验证了理论的正确性。

图14 耦合电感原、副边及各器件电流波形Fig.14 Waveforms of current of coupled inductor on the primary and secondary sides，and current of each device

当变换器满足输入电压为24 V、输出电压为200 V 条件下，随着输出功率的变化，变换器的参考效率曲线如图15 所示。可以看出，变换器功率在110 W 左右达到的最高效率为93.4%。由于变换器没有进行PCB 制板且限于实验平台的影响，变换器效率曲线仅供参考。

图15 变换器效率曲线Fig.15 Efficiency curve of converter

7 结论

（1）将耦合电感与Sepic 变换器相结合，变换器的电压增益可通过耦合电感匝比N 进行调节，可应用于各种高增益场合。

（2）通过共用Sepic 变换器中的二极管-电容支路作为箝位吸收支路，有效抑制了开关管寄生电容与漏感谐振产生的电压尖峰，提高了变换器的效率；开关管的电压应力远远小于输出电压，具有较低的电压应力，可选用低电压等级的开关器件。

（3）将耦合电感与二极管-电容倍压单元组合改造方案应用于耦合电感组合Zeta、Cuk 等变换器中，具有普遍应用价值。