基于中性点电容的三相光伏逆变器漏电流抑制

宋声远，唐圣学，姚 芳

（1.省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室（河北工业大学电气工程学院），天津 300130；2.河北省电磁场与电器可靠性重点实验室（河北工业大学电气工程学院），天津 300130）

非隔离型并网系统具有效率高、体积小和成本低等优点，在光伏发电领域得到了广泛的应用[1-4]。光伏电池板分布式寄生电容上的漏电流因非隔离结构会直接耦合进入电网，影响电网的质量和稳定运行等[5-8]。因此，为了保证电网稳定，各国对漏电流做出了规定，如德国标准VDE-0126-1-1 规定，漏电流峰值小于300 mA，有效值小于30 mA[9]。

提升非隔离型三相光伏并网逆变器抑制漏电流的方法可分为4 种：采用新的逆变器拓扑结构、设计新的调制策略、采用三相四线制逆变器拓扑和构造共模滤波回路[10]。采用新的逆变器拓扑结构虽然能抑制漏电流，但需要增加额外的开关管和驱动电路，增加了系统成本和损耗[11-14]；设计新的调制策略通过选择新的开关组态等维持系统共模电压的恒定，以实现漏电流抑制[15-16]，但逆变器拓扑往往不能提供足够的开关组态，因此该方法局限性大；采用分压电容的三电平三相四线制逆变器虽具有抑制漏电流能力，但电网三相负载不平衡时分压电容的均压问题难以解决，文献[17]虽然通过改进主电路拓扑改善了均压问题，但系统成本和损耗增加；构造共模滤波回路的方法不需要对逆变器主电路进行改进，且不需要改变调制策略，适用性强。

针对采用LCL 型滤波器的三相三电平逆变器，文献[18]将网侧滤波电容公共点与直流侧分压电容中性点相连，以改变系统共模滤波回路，滤除共模电压的高频分量。但需要重新设计主电路LCL 滤波器的参数，且改变参数会影响系统的共模特性，增加了系统参数设计的复杂度；文献[19]针对网侧L 型滤波器的三相两电平逆变器，将滤波电感右侧接旁路电容，并将其公共点与逆变器直流母线正极或负极相连，该方法可同时在共模回路和差模回路中实现LC 滤波器。但是，滤波器参数同样需要重新设计，且参数会影响共模特性。

本文提出一种基于中性点电容的三相三电平逆变器漏电流抑制方法，该方法通过将交流侧中性点与直流侧分压电容中性点用电容相连，构造出共模LC 滤波电路，具有不影响系统的差模电路、也不会增加系统输出滤波器参数设计复杂度的优点。本文以三相光伏并网系统的T 型三电平逆变器为对象开展漏电流抑制研究。为了简化，输出侧采用L型滤波器。

1 三相三电平逆变器漏电流产生机理

本文改进后的非隔离型三相三电平逆变器并网结构如图1 所示，图中Cf为共模回路滤波电容，Rd为抑制共模回路谐振的阻尼电阻，CPV为光伏阵列正负极与地之间的寄生电容，L 为逆变器输出侧滤波电感，Rg为电网接地电阻，ia、ib、ic为逆变器并网电流，ea、eb、ec为电网相电压，ilg为漏电流，ilg1、ilg2为寄生电容电流，o 为直流侧中性点，n 为交流侧中性点。图中拓扑结构与传统结构区别在于，采用了滤波电容Cf和阻尼电阻Rd将直流侧中性点与交流侧中性点相连，不相连（即图中开关S 断开）为传统拓扑结构。

图1 非隔离型三相三电平逆变器Fig.1 Transformerless three-phase three-level inverter

对于传统结构（开关S 断开），根据图1 的电路结构，以a 相为例，电压回路方程可表示为

由式（1）可得

同理可得

定义共模电压为

联立式（2）～式（4）可得

其中，

由此可得

根据式（7）可得如图2 所示的共模等效电路模型。

图2 共模等效电路模型Fig.2 Common-mode equivalent circuit model

上述推导过程中，认为直流侧中性点o 的电位为0。实际上，因为分压电容或负载参数不对称会导致中性点电压不为0，即分压电容电压不对称，进而会在共模回路中产生一个激励源，该激励源产生的影响可以通过中性点平衡控制策略来抑制[18]。为简化分析，本文忽略该电源的影响。根据图2 的共模电路模型可知，共模回路中的激励源仅有共模电压ucm。由式（4）可知，共模电压ucm由uao、ubo、uco产生。以a 相为例，根据三电平逆变器的工作模式可知，电压uao中存在3 个电平：Udc/2、0、-Udc/2，电压波形受开关频率控制，所以共模电压波形含有开关频率及其附近的高频分量。虽然共模回路电感L/3 有一定的滤波作用，但其滤波效果很弱，因此ucm仍存在很多高频分量。由于寄生电容的高频特性，高频分量可在寄生电容上产生很大的共模漏电流。

2 中性点电容抑制方案

2.1 漏电流抑制机理

根据上述共模漏电流的产生机理可知，漏电流主要由电压uno的高频分量产生。图1 中，闭合开关S 后，则电压回路方程可表示为

根据式（8）可得到如图3（a）所示的共模等效电路模型。以a 相为例分析差模电路模型，定义a 相桥臂输出的差模电压为

对于差模电源，n、o 两点等电位，则a 相差模等效电路模型如图3（b）所示。

由图3 可知，在共模电路模型中，L/3 和Cf构成了LC 滤波电路，可滤除共模电压的高频分量，且不会对差模电路产生影响。

图3 共模等效电路模型和a 相差模等效电路模型Fig.3 Common-mode equivalent circuit model and differential-mode equivalent circuit model in phase a

2.2 共模回路滤波器参数设计

根据图3（a）共模回路的电压方程可求得n、o两点间的电压为

由于寄生电容CPV相对于Cf小得多，忽略CPV可得传递函数为

传递函数G（s）相当于低通滤波器，只要合理设计滤波器参数，即可滤除共模电压的高频分量。化简式（11）可得

式中：ωr为谐振频率；ξ 为阻尼系数。二者分别为

3 仿真和实验分析

3.1 参数设计与仿真分析

为了验证本文所提方法的有效性，对共模滤波电路参数进行设计，并采用PSIM 软件建立非隔离型三相三电平逆变器仿真模型。仿真模型参数设置及滤波电路设计参数如表1 所示。根据变换器参数、开关频率fs和输出滤波电感L，获取滤波电容Cf、阻尼系数ξ 和阻尼电阻Rd的参数设计过程。

表1 仿真参数设置Tab.1 Setting of simulation parameters

首先，根据系统开关频率确定共模滤波电路截止频率。由式（13）可知，ξ 一定时，传递函数特性由截止频率确定，传递函数G（s）的伯德图如图4 所示。图4（a）为ξ 一定时G（s）随截止频率ωc变化的伯德图，图中ωs表示开关角频率。由图4（a）可知，随着ωc减小，高频的抑制效果也越好。根据滤波理论可知，当ωc＜ωs时可有效抑制共模高频分量。为了取得较好的滤波效果，本文取ωc=ωs/4。

然后，确定阻尼系数ξ。为了减低谐振峰值电流和保证系统稳定，需要合理选择阻尼系数。图4（b）为ωc=ωs/4 时G（s）随ξ 变化的伯德图。由图4（b）可知，不断增大ξ，共模回路谐振峰值不断减小，并网电流THD 的谐振电流分量也逐渐减小。对于一个典型的二阶系统，ξ＞0.707 时不存在谐振峰[20]，但ξ的增大减低了对高频分量的抑制效果。因此，为了获取良好的高频抑制效果和较小的并网电流THD谐振电流分量，本文取谐振峰值增益为10 dB 时的ξ。利用图解法调节G（s）的一次项系数，使增益为10 dB，进而求得ξ 为0.170。

图4 传递函数G（s）的伯德图Fig.4 Bode diagram of transfer function G（s）

最后，确定滤波电路参数。将ωc、ξ 和L 代入式（13），求得Cf和Rd。

根据上述非隔离型三相三电平逆变器模型参数和设计参数，采用PSIM 建模进行仿真分析。仿真结果如图5～图7 所示。

图5 为基于本文的中性点电容拓扑（图1 中开关S 闭合）和传统拓扑（图1 中开关S 断开）的电压uno的波形及漏电流的仿真波形。由图5（a）可知，传统拓扑中uno含有开关频率附近的高频分量，本文拓扑中uno的高频分量得到了有效抑制。由图5（b）可知，传统拓扑中漏电流峰值高达1.7 A，有效值高达485.4 mA，漏电流显然不满足VDE-0126-1-1（有效值小于30 mA、峰值小于300 mA）的规定。本文拓扑中，漏电流的峰值减小为97.2 mA，有效值减小为25.1 mA，满足VDE-0126-1-1 的规定。仿真结果表明，本文结构可有效滤除高频分量，所提方法有效。

图5 传统拓扑和本文拓扑的电压uno 及漏电流的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of voltage uno and leakage current in the traditional and proposed topologies

图6 为本文拓扑和传统拓扑的电压uno的FFT分析结果。由图6（a）可知，传统拓扑中电压uno在开关频率及其2 倍、3 倍、4 倍处的谐波幅值分别为27、8、10、7 V，这些由开关频率产生的高频分量造成图5（b）中传统拓扑的漏电流过大。由图6（b）可知，本文拓扑中电压uno由开关频率产生的高频分量非常低，主要含基频倍数的3 次、9 次、15 次、21次等低频谐波分量，其谐波幅值分别为20.0、2.8、1.6、1.8 V。由于寄生电容具有高频特性且容值很小，图5（b）中本文拓扑的漏电流主要由低频谐波产生，因此漏电流很小。结果与理论分析一致，说明本文拓扑中电压uno的高频分量得到了有效抑制。

图6 传统拓扑与本文拓扑中电压uno 的FFT 分析结果Fig.6 FFT analysis results of voltage uno in the traditional and proposed topologies

图7 为本文拓扑和传统拓扑的并网电流波形。由图7 可知，传统拓扑中，三相并网电流的THD 分别为1.63%、1.58%、1.64%。本文拓扑中，三相并网电流的THD 分别为1.88%、1.86%、1.82%。由于共模回路中的LC 滤波器会产生谐振，谐振峰值过大会使并网电流THD 增大。但阻尼电阻的设计大幅降低了共模回路的谐振峰值，所以三相并网电流的THD增幅很小，满足并网要求。仿真结果说明，本文提出的基于中性点电容的漏电流抑制方法具有良好的漏电流抑制能力。

图7 传统拓扑和本文拓扑中并网电流的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of grid-connected current in the traditional and proposed topologies

3.2 实验验证

为进一步验证本文所提方法的有效性，搭建了实验样机。样机控制芯片采用DSP（TMS320F28335）和FPGA（XC3S400），IGBT 采用PM400HSA120，其他参数与仿真设计相同。实验结果如图8 所示。

图8（a）为传统拓扑的电压uno及漏电流的实验波形，可见，传统拓扑的电压uno仍含有高频谐波分量，系统的漏电流峰值高达1.9 A，有效值高达510 mA。图8（b）为本文拓扑的电压uno及漏电流的实验波形，可见，本文拓扑的电压uno不含高频谐波成分，系统的漏电流峰值降为107 mA，有效值降为27 mA，漏电流得到了有效的抑制。由图8（c）为本文拓扑的a 相并网电流和电网电压的实验波形可知，a 相并网电流的THD 为1.93%，功率因数为0.99，并网电流THD 满足并网标准。由图8（d）为电压uno和ig漏电流的动态实验波形可知，电压uno的高频分量和系统的漏电流都得到了大幅衰减。

图8 实验波形Fig.8 Experimental waveforms

4 结论

本文针对非隔离型三相三电平光伏并网逆变器的漏电流抑制问题，提出了一种基于中性点电容的漏电流抑制方法，并进行了漏电流抑制机理的建模分析和实验验证，主要结论如下：

（1）电路拓扑对漏电流有良好的抑制效果，对差模并网电流影响很小。

（2）系统共模漏电流取决于LC 滤波器的滤波电容和阻尼电阻，给出了回路阻抗设计方法。

（3）所提方案无需改变并网系统调制策略和控制方法，原理简单，易于实现，具有工程应用价值。