整合式单开关两路恒流输出LED 驱动电源

万宇阳，刘雪山，周 群，贺明智，吕寻斋

（四川大学电气工程学院，成都 610065）

近年来已经提出了许多方法来实现LED 串之间的电流平衡，其中包括有源均流技术和无源均流技术[1-6]。与有源电流平衡技术相比，基于电容器电荷平衡方案的无源电流平衡技术具有功率密度高、成本低等优点。然而，大多数基于电容电荷平衡方案的无源均流电路需要许多功率开关和变压器绕组，这使得LED 驱动电源复杂。

此外，IEC61000-3-2 C 类法规对AC-DC 照明设备注入电网的各次谐波电流提出了限制要求[7]。因此，为了满足这些谐波标准，必须使用功率因数校正技术来使开关变换器的输入电流谐波达到限制标准要求。高功率因数单级LED 驱动器具有效率高、体积小等优点，近年来得到了广泛的研究[8]。文献[8]提出了只用一个开关的单级降压LED 驱动电源，但其需要额外的变压器来实现降压转换，导致其体积大，成本高。

本文提出一种整合式单开关两路恒流输出LED驱动电源。该LED 驱动电源由非隔离Buck-Boost变换器和Buck 变换器通过一个有源开关整合而成，在不使用变压器的情况下实现了降压。采用恒导通时间控制，消除了Buck PFC 变换器输入电流的死区。因此，该驱动电源的输入电流谐波很容易达到IEC61-000-3-2 C 类法规的限值。利用所提无源均流网络，仅须控制其中一条输出支路电流，即可实现对另外一条支路的均流控制，简化驱动与控制电路。励磁电感工作在临界导通模式CRM（critical conduction mode）下实现高功率因数。此外，基于单级功率转换特性，实现高效率。最后，搭建一台56 W 的两路输出实验样机验证理论分析的正确性。

1 电路结构

整合式单开关两路恒流输出LED 驱动电源如图1 所示。主功率电路由整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf1和Cf2、开关管S1、Buck-Boost电感L1、Buck 电感L2、均流电容C1、续流二极管D1和D2、输出电容Co1和Co2以及负载LEDS1和LEDS2构成。该LED 驱动电源采用恒导通时间控制策略，控制输出电流io1。误差放大器EA1 将输出电流信号vrs和参考电压vref进行比较，产生误差电压ve1。由于开关管与采样端不共地，须将误差电压ve1通过光耦从模拟地传输到实际地ve。比较器COMP1将ve与锯齿波信号进行比较以产生复位信号vre。因此，输出电流被调节为io。当S1关闭时，锯齿波发生器复位为0；当RS 触发器的置位端子为高电平时，锯齿波发生器再次置位。RS 触发器置位端子的输入信号是电感器的零电流检测ZCD（zero current detection）信号，其中ZCD 信号由主电感的辅助绕组产生。因此，该LED 驱动电源的Buck-Boost 电感电流工作在CRM 下，通过选择电感L1和L2，Buck电感电流iL2工作在频率变化的断续导通模式。相比于传统的断续导通模式DCM（discontinuous conduction mode），变频断续导通模式的电感电流峰值更低，有助于提升变换器的效率。

图1 整合式单开关两路恒流输出LED 驱动电源Fig.1 Integrated single-switch dual-string LED driver with constant current output

2 工作特性分析

2.1 工作模态分析

为简化分析，假设：所有元件均被认为是理想器件；开关频率fS远高于工频fL；输入电压是全波整流正弦波，即|vin（t）|=Vp|sin（ωt）|，其中Vp是输入电压幅值，ω=2πfL是输入电压的角频率；电容C1、Co1和Co2足够大，在一个开关周期内电容两端的电压、vo1和vo2可以被认为恒定不变。

该LED 驱动电源由Buck-Boost 变换器和Buck变换器整合而成，而Buck 变换器只工作在输入电压高于vo2-时，因此，该LED 驱动电源工作在稳态时有2 种情况：①θ≤ωt≤π-θ；②0≤ωt<θ 和π-θ<ωt≤π，其中

2.1.1 θ≤ωt≤π-θ

图2 为Buck-Boost 变换器电感电流工作在CRM 下LED 驱动电源的等效电路。在一个开关周期内，该驱动电源有3 个工作模态，图3 为稳态时LED 驱动电源的主要波形。

图2 在θ≤ωt≤π-θ 情况下的等效电路Fig.2 Equivalent circuits under the condition of θ≤ωt≤π-θ

图3 稳态时主要波形Fig.3 Key steady-state waveforms

模态1[t0～t1]：如图2（a）所示，在t0时刻开关S1导通，二极管D1反向截止，二极管D2导通。电源给电感L1和L2充电，电感电流和线性上升，即

当开关管S1关断时，电感电流和达到最大值，模态1 结束。

式中，ton为开关管导通时间。模态1 的持续时间τ1=ton。

模态2[t1～t2]：如图2（b）所示，在t1时刻，开关管S1关断，电感电流和分别通过二极管D1和D2续流，分别表示为

模态3[t2～t3]：如图2（c）所示，在t2时刻，开关管S1和二极管D2保持关闭，电感电流继续通过二极管D1续流。当减小到0 时，D1反向截止，模态3 结束，开始下一个开关周期。模态3 的持续时间为

由式（6）和式（7）可以得到，该LED 驱动电源的一个开关周期为

2.1.2 0≤ωt<θ 和π-θ<ωt≤π

在这种情况下，该LED 驱动电源与传统CRM Buck-Boost 变换器一样，只有2 个工作模态。图4为模态1、2 的等效电路。在模态1 时，D2反向截止，电感电流为0，其余模态分析与第一种情况的模态1 一样。而模态2 与第一种情况的模态3 一样，这里就不再赘述。

图4 在0≤ωt＜θ 和π-θ＜ωt≤π 情况下的等效电路Fig.4 Equivalent circuits under the condition of 0≤ωt＜θ and π-θ＜ωt≤π

2.2 均流分析

在一个稳态开关周期内，由均流电容C1充放电平衡可得

式中：QC1-ch为C1存储的电荷量；QC1-dis为C1释放的电荷量。根据工作原理分析，在一个开关周期Ts内，流过二极管D1和D2的平均电流iD1-avg和iD2-avg分别为

由于输出电容Co1和Co2足够大，在一个工频周期TL内，输出电流io1和io2分别就是流过二极管D1和D2的平均电流，即

由式（11）可得，io1=io2，因此，仅须控制一条输出支路电流io1，即可实现另外一条输出支路的电流自动相等。

2.3 输入电流分析

根据模态分析，在一个开关周期内平均输入电流可以表示为

式中，k=（vo2-）/Vp。由式（12）可得输入功率为

由式（13）可得，一个开关周期的导通时间可以表示为

将式（15）代入到式（12）中，在半个工频周期内平均输入电流可以表示为

式中，μ=L1/L2。

输入电流波形如图5 所示。图5（a）为不同电感比μ 下的输入电流波形，可以发现，当μ 减小时，输入电流畸变区间越小。图5（b）为不同输入电压vin下的输入电流，可以发现，当vin减小时，输入电流畸变区间越大。

图5 输入电流波形Fig.5 Waveforms of input current

2.4 电压和电流应力分析

根据模态分析可知，开关管S1在模态2 和模态3 承受反向电压，因此，开关管S1的电压应力为

由式（17）可知，开关管S1的电压应力会随着vo1与之和的增加而增加。

在模态1 中，流过开关管S1的电流为并且在输入电压峰值（|sin（ωt）|=1）处取最大值。因此，开关管S1的最大电流为

图6 不同电感比μ下的 和vin 的关系Fig.6 Relationship between and vin under different values of μ

3 实验验证

为了验证图1 所示LED 驱动电源及其控制电路，搭建了一台56 W 的两路输出实验样机。实验参数：vin=100～240 V ac，Lf=2.2 mH，Cf1=100 nF，Cf2=330 nF，L1=650 μH，L2=200 μH，C1=10 μF，Co1=Co2=680 μF，开关管S1型号为15NM65，两支路额定输出电流均为0.7 A，额定输出电压均为40 V。

图7 为输入电压分别为120 V ac 和220 V ac时实验样机的输入电压vin与输入电流iin波形。由图7 可知，输入电流可以很好地跟踪输入电压的变化，实现了功率因数校正功能。

图7 不同输入电压下的输入电压和输入电流波形Fig.7 Waveforms of vin and iin under different input voltages

图8 为在120 V ac 输入电压下所提LED 驱动器的输入电流谐波测试结果。由图8 可知，输入电流的各次谐波均满足IEC-61000-3-2 C 类限制。

图8 输入电流谐波测试结果Fig.8 Harmonic test results of input current iin

图9 为不同输入电压下的电感电流和开关管电压波形。由图9 可以看出，Buck-Boost 电感电流工作在临界连续模式，Buck 电感电流工作在频率变换的断续模式。在输入电压峰值（|sin（ωt）|=1）处，开关频率最小，电感电流峰值最大，并且最小开关频率会随着输入电压的增加而增加，最大的电感电流会随着输入电压的增加而减小。其中，120 V ac输入电压下的最小开关频率为40 kHz，220 V ac 输入电压下的最小开关频率为66 kHz。在220 V ac输入电压下，开关管S1上的最大反向电压为380 V，低于S1（15NM65）两端的额定反向电压。由式（18）可知，S1的理论最大电压应力为376 V，实验结果与分析结果一致。

图9 不同输入电压下的电感电流和开关管电压波形Fig.9 Waveforms of ， and under different input voltages

图10 为120 V ac 电压输入时输出电流和输出电压启动波形，vo为两支路总输出电压。可以看出，在启动之后电流平衡被快速地建立，在输入电压由120 V ac 突变为220 V ac 时，未出现较大的电流波动，表明驱动电源各输出支路具有较好的动态平衡特性。

图10 输出电流和输出电压波形Fig.10 Waveforms of io1，io2 and vo

图11 为所提LED 驱动电源的效率和PF 曲线。由图11 可见，驱动电源的功率因数均在0.98以上。由于是单级功率变换器，所以本文所提出的LED 驱动电源效率较高，最高效率为93.5%。

图11 效率和PF 曲线Fig.11 Curves of efficiency and PF

4 结语

传统的单级Buck LED 驱动电源存在输入电流死区，导致谐波电流大。本文提出了一种整合式单开关两路恒流输出LED 驱动电源。该LED 驱动电源由非隔离Buck-Boost 变换器和Buck 变换器通过一个有源开关整合而成，简化了控制环路。采用恒通时间COT（constant on-time）控制，消除了Buck 变换器输入电流的死区。因此，该LED 驱动电源的输入电流谐波很容易达到IEC61-000-3-2 C 类法规限值。利用电容充放电平衡特性，实现了2 条输出支路的无源均流。结合Buck-Boost 变换器功率因数高与Buck 变换器效率高的特点，该LED 驱动电源可以在全范围输入应用中实现高效率和高功率因数。最后，搭建了一台56 W 的两路输出实验样机，最高效率达到93.5%，验证了理论分析的正确性。