一种复合左右手结构的高扫描率微带漏波天线

马民政 ,王宏建 ,刘明月

(1.中国科学院微波遥感技术重点实验室,国家空间科学中心,北京 100190;2.中国科学院大学,北京 100049)

漏波天线是20 世纪40 年代研发的一种行波天线,具有独特的辐射特性和优良的波瓣扫描特性,在高分辨率雷达和卫星通信等领域广泛应用。最初的漏波天线由金属开缝矩形波导构成,制作难、体积大及频带窄等缺点制约了其发展。微带漏波天线加工在印刷电路板上,具有易加工、易集成、结构简单且容易馈电等优点,在微波及微波以上频段得到了广泛应用。

传统的微带漏波天线前后向扫描不连续,存在一个反射系数很大的频率间隔,被称为开路阻带(Open-Stop Band,OSB)效应,OSB 效应会导致天线辐射效率下降,扫描范围变小。为了抑制或消除OSB 效应,Ahmad 等[1]设计了一种弯曲馈线的贴片型周期漏波天线,通过贴片在纵轴上的偏移实现阻抗匹配,提高天线增益。Williams 等[2]设计了一种一维平面周期性漏波天线,采用四分之一阻抗变换器消除该天线在波束横向扫描时的OSB 效应。Otto 等[3-4]研究发现在漏波天线中引入不对称性结构有助于抑制OSB 效应,提高天线辐射效率。复合左右手结构(Composite Right/Left Handed Transmission Line,CRLH-TL)作为一种不对称性结构,也可以消除OSB 效应[5]。另一方面,研究人员为了提高漏波天线的扫描率,通常使用高介电常数的材料制作天线,如相对介电常数高达1900 的锆钛酸铅[6],但高介电常数会导致天线的增益较低。此外,还可以设计表面等离子体激元、折叠结构等慢波结构[7-9]来提高漏波天线的扫描率,但是这些设计结构复杂,成本高,不利于加工制造。

本文提出了一种新型复合左右手结构微带漏波天线,抑制了OSB 效应,实现了连续扫描,设计了耦合时延线提高漏波天线的扫描率,并且分析了曲折线参数对色散曲线的影响。对天线的辐射特性进行了研究,天线实测与仿真结果基本一致,该天线具有高增益、高扫描率和小型化的优点,可以为漏波天线的进一步优化设计和工程应用提供指导。

1 微带漏波天线设计

微带漏波天线结构如图1 所示,天线整体设计在相对介电常数为εr=3.55、损耗角正切tanδ=0.0027 和厚度为1.524 mm 的Rogers RO4003C 板材上。其中曲折线单元在纵轴上向+y方向偏移s值,以在天线结构中纳入不对称性。曲折线的线长L的尺寸通过公式(1)确定,在10.5 GHz 中心频率下,优化后的值为L=12 mm。

式中:c和εr分别是空气中的光速和衬底的相对介电常数。通过调整相邻两个天线单元之间的微带传输线宽度fw可以调节天线单元的阻抗值,微带线特征阻抗Z0计算公式为:

式中:h为介质板的厚度;Zr=376.8 Ω,为自由空间中波阻抗。优化后选择fw=1.0 mm,使天线在工作频带内回波损耗低于-10 dB,微带传输线的初始长度fl设置为10.5 GHz 时的四分之一工作波长。耦合延时线类似U 型,如图1 右所示,其有效长度为四分之一工作波长的奇数倍时可使群时延最大。天线中的微带线拐角均设计为圆拐角的形式以改善天线的阻抗匹配。本设计采用14 单元阵列增强天线辐射效率和增益,天线整体尺寸为177 mm×30 mm(6.2λ0×1.05λ0),其余各参量数值为:s=4.3 mm,fl=4.0 mm,uw=0.2 mm,ug=0.5 mm,r=0.2 mm,yl=9 mm,yw=0.4 mm,yg=0.2 mm,yr=0.2 mm。

图1 天线结构图Fig.1 Antenna structure

图2 展示了当CRLH-TL 处于平衡态时的色散曲线,从图中可得,其色散区间分为六个部分。当ωBF＜ω ＜ω0时,传输线处于左手漏波区域,漏波天线可以在-90°～0°内进行频扫。当ω0＜ω ＜ωEF时,传输线处于右手漏波区,漏波天线可以在0°～90°内进行频扫,因此利用CRLH-TL 形式实现的微带漏波天线可以突破传统微带漏波天线频扫限制,实现主波束在-90°～+90°空间范围内的频扫特性。

图2 CRLH-TL 色散曲线图Fig.2 CRLH-TL dispersion diagram

2.1 漏波单元分析

CRLH-TL 是通过曲折线单元结构实现的,结构如图1 所示,其竖直微带线间的电容可以等效为串联电容,竖直微带线上的电流效应可以等效为串联电感,曲折线单元与金属接地板之间的电容可以等效为并联电容,而水平微带线上的电流可以等效为并联电感。

2 漏波单元和时延线分析

利用S参数计算CRLH-TL 传输线单元的色散图[10],公式如下:

式中:β是漏波天线内的相位常数;p是漏波单元的周期长度;S11、S12分别是漏波单元的反射系数和传输参数。利用公式(3)计算绘制得到漏波单元色散曲线如图3 所示,图3 中的红色曲线代表Airline,用以确定快波区和慢波区。从图中可以看出,该单元色散图被分为两个区域,即Airline 左边β ＜k0(9.46～11.46 GHz)为快波区,也就是天线的漏波辐射区,Airline 线右边β ＞k0(9.46 GHz 以下及11.46 GHz 以上)为慢波区,也就是天线的非辐射区。辐射区域又可以进一步分为两个区域:

图3 漏波单元色散图Fig.3 Dispersion diagram of leakage wave element

(1)左手区域:9.46～10.7 GHz 的频带为左手区域,在这个区域里传输线的相速度和群速度是相反的;

(2)右手区域:10.7～11.46 GHz 的频带为右手区域,在这个区域里传输线的相速度和群速度是平行的。

当CRLH-TL 的串联谐振频率与并联谐振频率相等时,传输线达到平衡状态,此时平面电磁波可以由左手传输线无缝过渡到右手传输线,但实际情况下平衡点频率附近会出现一定带宽的阻带,而阻带特性会直接影响传输线的左右手特性,因此展开讨论曲折线单元主要参数对传输线平衡状态的影响。

从传输线单元的等效电路可知,曲折线线长L、间距ug和线宽uw对天线平衡状态影响较大,因此调节这三个参数的取值可以使漏波单元的串联谐振频率和并联谐振频率相等。图4、图5 和图6 展示了利用全波分析法对这三个参数分析后得到的色散曲线。

曲折线线长对漏波单元色散曲线的影响如图4 所示,当L从11 mm 增加到12.5 mm,CRLH-TL 的平衡点从11.5 GHz 移动到10.4 GHz 左右,随着线长增加谐振频率逐渐减小。曲折线线宽对漏波单元色散曲线的影响如图5 所示,当uw从0.1 mm 增加到0.5 mm时,单元平衡点的谐振频率几乎不变,但平衡点附近区域会出现禁带现象。图6 所示为曲折线间距对漏波单元色散曲线的影响,当ug从0.3 mm 增加到0.8 mm时,复合左右手传输线单元的平衡点从11.1 GHz 下降到10.4 GHz 左右,随间距增宽,谐振频率也逐渐降低。

图4 不同线长L 色散曲线图Fig.4 Dispersion diagram of different line length ul

图5 不同线宽uw色散曲线图Fig.5 Dispersion diagram of different line width uw

图6 不同间距ug色散曲线图Fig.6 Dispersion diagram of different spacing ug

2.2 时延线分析

在由多个辐射单元组成的周期性阵列中,其辐射主波束的指向是多个周期单元辐射方向共同叠加后的最大值指向。在馈电中采用输入源从天线的一端对阵列进行馈电,那么任意相邻的两个辐射单元的激励信号就会产生相位延迟Δφ:

式中:λg是天线的工作波长;p是两个辐射单元之间的间距。当p固定时,随着工作频率的改变,λg随之变化,相位差Δφ就会改变,而辐射单元的每一个相位差都对应着天线主波束的一个指向角度θ0,天线波束指向变化范围的大小和相位差的变化量成正比关系。天线要实现高的扫描率,意味着在相同的带宽内相位差的变化量要大,即天线的群时延要大。

本文采用了一种基于全通滤波器调节群时延的方法设计了C 型耦合时延线[11],其结构展示在图1 中,该耦合时延线具有全通滤波幅度响应,其散射参数为:

其中

式中:l是耦合延时线耦合部分的有效长度;ω是角频率;c是光在真空中的传播速度;ne是光在真空的折射率,通常等于有效介电常数的平方根;k是耦合器的耦合系数。传输的相位为:

从而可求得其群时延响应为

式中:a=系统群时延与a和θ有关。a和θ分别与耦合系数k和耦合部分的有效长度l相关,因此调节耦合微带线的长度yl和耦合部分间距yg可以达到需求的响应,当l为四分之一波长的奇数倍时,系统群时延达到最大值。

3 实验验证

提出的微带漏波天线通过在X方向上周期性放置辐射单元,和耦合时延线设计而成(周期p≪λg,λg为10.5 GHz 时的波长),该天线由14 个单元级联组成,在每两个相邻单元间加上耦合时延线。用全波分析法分析天线的阻抗带宽和辐射特性,并制造了天线实物以验证仿真分析结果,图7、图8 所示为天线实物的上、下表面及天线在暗室中的测试场景,天线实物整体尺寸为177 mm×30 mm×1.524 mm。使用Agilent Technologies N5244A 型号矢量网络分析仪测量天线的反射系数S11,天线的增益和辐射方向图在无反射波的暗室中采用NSI2000 近场测试系统进行测试。

图7 天线实物Fig.7 Antenna physical

图8 测试场景Fig.8 Test scenarios

图9 为漏波天线S参数仿真与实测对比,可以观察到,仿真的阻抗带宽为9.7～11.36 GHz,而实测S11＜-10 dB 的带宽为9.7～11.45 GHz,仿真结果与实测结果显示出良好的一致性。图10 绘制了不同频率下微带漏波天线在E 面上仿真和测量的波束扫描特性。天线的主辐射波束是扫描角度θ的函数,仿真结果显示随着频率从9.7 GHz 增加到11.1 GHz,主波束方向也由左至右改变,扫描角度为-50°～+34°,总的扫描角度为84°,扫描率为60(°)/GHz。与仿真相比,实测扫描角度为-50°～+31°,总的扫描角度为81°,扫描率为57.8(°)/GHz。仿真最高增益为10.6 GHz 时的13.9 dB,而实测最高增益仅为12.25 dB。相比仿真,实测漏波天线在不同频点的增益稍有下降,主要是由平面场测量误差导致。平面场测量的扫描角度只能到达±70°,不能接收到天线辐射的全部能量,存在截断误差,若使用球面场测量,刚性电缆随测量转台的转动会带动天线产生位移,使得测量结果误差更大。本文实测与仿真结果基本吻合,总体一致性良好,所提出的天线可以用于X 波段波束扫描应用。

图9 S11测试与仿真结果Fig.9 Test and simulation results of S11

图10 天线方向图测试与仿真结果Fig.10 Test and simulation results of the antenna orientation diagram

天线辐射效率仿真与实测结果显示在图11 中,从图中可以看出在工作频带内,天线辐射效率均在90%左右,即天线中传输的能量大部分都可以通过快波模式辐射出去,传输损耗很小。

图11 辐射效率图Fig.11 Radiation efficiency diagram

表1 列出了本文提出的天线与其他文献报道的天线性能对比,本文提出的微带漏波天线具有较高的扫描率和增益,且天线辐射效率在90%以上,具有实用价值。

表1 不同天线性能对比Tab.1 Different antenna performance comparison

4 结论

本文提出了一种新型复合左右手结构微带漏波天线,可以实现主波束在空间中的宽角度扫描,并具有较高的扫描率和增益。天线单元在纵轴上偏移以引入结构不对称性提高增益,同时在两个相邻单元间加入耦合延时线提高天线扫描率。为了验证仿真结果,制作了天线原型并进行测试,结果表明天线的阻抗带宽为9.7～11.45 GHz,波束扫描范围为-50°～+31°,扫描率为57.8(°)/GHz,在整个工作频带内辐射效率均不小于90%,天线在工作带宽内具有一致的增益响应,且最高增益为12.25 dB。所提出的天线具有高扫描率,其平面结构易于优化和制作,可以应用在防撞雷达、高分辨率雷达和距离方位追踪等场景中。