LLC谐振变换器中“Y”型磁集成变压器设计

付兴武，郭晋龙，杨玉岗

（辽宁工程技术大学 电气与控制工程学院，辽宁 葫芦岛 125105）

0 引言

在电动汽车的电源电路中，DC-DC变换器应用于高压直流母线之间的连接，对低压负载进行供电.此时，需要在变换器中加变压器实现电气隔离来避免高压对低压电源系统的危害[1].LLC谐振变换器可以实现宽输入电压范围的零电压开通（ZVS，Zero Voltage Switching）和次级侧的零电流关断（ZCS，Zero Current Switching），因此，可以在开关频率较高的情况下工作，并且能获得较高的运行效率以及功率密度，普遍应用于新能源电动汽车等领域[2-6].对于在大功率场合使用的LLC谐振变换器，功率器件上的高电压、电流应力可能导致其效率和可靠性降低，多相并联技术可以很好地解决此问题[7-11].实际设计中，多相LLC谐振转换器中的变压器参数在各相之间不会完全相同，从而导致并联模块之间的不平衡电流共享.需要采用一定的均流方法以确保相同开关频率下每一相电路流过的电流相等、各相之间功率均衡[12-13].文献[14]提出采用电流平衡单元实现组合式LLC谐振变换器模块的均流，通过绕制2个匝数一样的线圈，与谐振变换器的谐振电感串联实现隔离作用.

上述方法均通过增加磁芯或电容电感来实现均流，系统结构也更加复杂，制作成本也随之增加.因此，提出三相LLC谐振变换器的“Y”型磁芯的磁集成模型.利用基波分析法分析三相LLC谐振变换器工作原理，在此基础上从磁通的角度分析降低磁性元件损耗的原理，并利用磁仿真软件搭建“Y”型磁集成模型电感以及磁场设计参数，利用实验平台搭建600 W功率的实验样机，验证“Y”型磁集成设计理论分析的可行性.

1 拓扑原理分析

1.1 三相“Y-Y”型拓扑

图1给出了交错并联“Y-Y”三相LLC谐振变换器的拓朴电路.其中，Q1～Q6为开关管、Dr1～Dr6为整流管、Lm1～Lm3为对应相变压器的励磁电感、Lr1～Lr3为对应相的谐振电感、Cr1～Cr3为对应相的谐振电容.变压器初级侧的开关以50%的占空比工作，每相上下桥臂开关以180°的相位差工作，此外，三相之间还引入120°的相差，二次侧整流桥上的6个二极管依次相差120°导通.

图1 “Y-Y”型三相LLC变换器电路拓扑Fig.1 topology circuit of "Y-Y" three-phase LLC converter

应用基波分析法得到图1等效交流电路.这种方法常用于单相DC-DC转换器，并已应用于分析三相LCC谐振转换器，以及LCL串联谐振转换器.假设变比为1，得出图2交错并联三相LLC变换器简化电路.

图2 简化的电路拓扑Fig.2 simplified circuit topology

按照图2的等效电路进行分析，分为3个单独的相.从每一相来看，可将单相变换器的一个工作周期拆分为12个工作状态，见图3.

图3 三相LLC谐振变换器工作波形Fig.3 working waveform of three-phase LLC resonant converter

1.2 A相谐振网络基波等效模型

三相LLC谐振变换器谐振网络的分析，可以仿照单相LLC谐振变换器的分析方法[14-15].结合基波分析法分析三相LLC谐振变换器中的A相谐振回路，首先建立交流等效模型，见图4.

图4 A相谐振回路交流等效电路模型Fig.4 equivalent circuit model of phase A phase resonant loop

原边电压基波有效值为

副边电压基波有效值为

输出电流的平均值为

式中，im为A相谐振回路输出电流基波ia的幅值；ω为角速度，rad/s；t为时间，μs.

通过式（2）和式（3），得交流等效阻抗为

式中，R0为负载，Ω.

直流电压增益为

式中，K为电感因数，K=Lm1/Lr1；fn为归一化频率，kHz；Q为品质因数.其中，nsr/fff= ，fs为串联谐振频率，kHz；

通过对上述等效电路模型的分析，结合单相LLC谐振变换器参数设计实验样机.表1为试验样机的设计参数.

表1 样机参机Tab.1 model machine parameters

2 变压器磁集成

2.1 变压器结构与磁路模型

在三相LLC变换器的常规布置中，至少有3个磁性元件使用了相当大的体积和质量.将这些磁性元件整合成一个单一的磁性元件，目的是减小尺寸、降低成本，以及减少铜损耗.因此，图5为磁集成结构，所有相位为对称设计，原边和副边匝数相同.漏电感通过改变同一支路上初级和次级绕组之间的耦合程度来控制，设计的磁化电感通过铁芯有效磁导率的适当设计来实现，即每个支路中引入的气隙长度.此外，所有谐振电容器的谐振电容相同.

图5 磁芯结构Fig.5 magnetic core structure

图6 为“Y”型磁芯磁路模型，外部磁环以及3条支路的磁阻之间具有完全对称性.

图7 （a）为应用于集成变压器中的定制磁芯（“Y”型磁芯），具有3个传统LLC谐振变换器需要的EE磁芯见图7（b）.将定制磁芯与TDK公司生产的3个EE铁氧体磁芯进行比较.定制磁芯的质量为225 g，而3个EE磁芯的质量为345 g.因此，定制的磁芯质量减少了35%，变换器的有效体积也显著降低.

对于3个独立磁芯来说，中心支柱和2个外部支柱的横截面积之间存在差异.因此，需要进行磁阻调节，以保证相位之间的对称性.但是，因为调节气隙的大小与磁阻的变化不能保持一致，所以调节比较困难.而对于“Y”型磁芯，三相各部分支路都具有相同的横截面积.因为参数的微小变化会在很大程度上影响电压增益，所以定制磁芯的磁阻对称性更好.

2.2 变压器参数设计

应用AP值法设计变压器，磁心尺寸为

式中，γ为铁损与铜损的比值；ku为窗口利用率；ΔT为升高的温度，℃；Lm为谐振电感，μH；Bmax为变压器最大磁通密度，T；Kt为尺寸常数；kup为一次侧窗口利用率；Im_peak为谐振最大电流，A；Ir_rms为谐振电流有效值，A.

根据磁导率以及磁饱和密度的需求，磁芯选取铁氧体磁芯作为集成变压器的磁芯.按表1的变压器参数设计.

匝数设计时需要考虑变压器的磁饱和，当工作频率取最大值和最小值时不饱和，且频率最小时计算最大磁感应强度，一次侧原边匝数为

式中，Kf为尺寸常数；Ae为磁芯有效截面积，mm2；fmin为最小频率，kHz.

一次侧线圈匝数取25，二次侧线圈匝数为

式中，Np为副边匝数，匝；Vd为二极管压降，V.

取二次侧匝数为3匝.

谐振变换器工作在较高的频率范围，因此在导线选取时还要考虑趋肤效应.

趋肤深度为

利兹线线径选择由do＜ 2ε决定，选取0.1 mm的利兹线.电流密度为

按照理论设计的电流值，然后计算原副边导线截面积为

原边导线截面积

计算选取变压器原边导线为0.1 mm×40 匝的利兹线，副边导线为0.1 mm×200匝的利兹线.

3 磁仿真与实验验证

为了验证三相磁路的磁通，在涡流场态下加入电流激励.以A相为例，磁通从“Y”型磁芯的右侧磁柱出发，通过中心磁柱和左侧磁柱到达外环磁路，最后回到右侧磁柱.磁芯选取时，选择PC40材质的磁芯.为了保证磁芯工作时不发生磁饱和，磁通密度的选取要留有足够余量.磁芯，磁路的磁通密度仿真结果见图8，磁通密度分布均匀，没有出现磁饱和问题.

图8 磁通密度仿真Fig.8 simulation of magnetic flux density

图9 为“Y”型磁集成样机的三相谐振电流波形与传统分立的三相谐振电流波形的对比，磁集成样机具有更好的均流效果.图10为“Y”磁芯与独立“EI”磁芯结构从轻载到满载工作时的效率对比.

图9 谐振电流Fig.9 resonant current

图10 效率对比Fig.10 efficiency comparison

4 结论

在传统的三相LLC变换器中有多个磁性元件，具有相当大的体积，影响变换器的效率.因此提出一种“Y”型磁集成变压器结构，通过和传统三相独立“EI”磁芯的磁集成结构对比，磁集成结构具有如下优点.

（1）谐振变换器“Y”的整体体积减少超过28%.

（2）集成磁件利用叠加原理降低了公共磁路的磁通摆幅，在效率上与分立磁件相比也有所提升.

（3）拓扑结构更加对称，各相负载电流更加 均衡，具有很好的均流效果.

（4）“Y”磁集成模型的提出使三相谐振变换器的整体磁件数变少，结构更对称.