一种双输入八开关九电平逆变器及其调制策略

潘 健， 陈光义， 熊嘉鑫， 陈庆东

(湖北工业大学电气与电子工程学院，太阳能高效利用及储能运行控制湖北省重点实验室， 湖北 武汉 430068)

在光伏发电[1]系统中，光伏逆变器扮演着十分重要的角色。多电平逆变器(Multilevel Inverters, MLI)凭借其输出的多电平阶梯波更接近正弦波，可以降低输出总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion,THD)，提升输出电能质量，降低了对滤波器的要求、开关损耗少和低电磁干扰等优势被广泛应用于光伏发电领域[2]。

传统MLI拓扑结构包括级联H桥型(Cascaded H-Bridge, CHB)[3]、中性点钳位型(Neutral Point Clamped, NPC)[4]和飞跨电容型(Flying capacitance, FC)[5]。这三类MLI所使用器件的数量会随着电平数量的增加而大大增加。传统MLI均不具备自主升压能力，因此在光伏发电应用中需要在前级增加升压电路，使得逆变器体积增大，成本增高。此外，FC和NPC结构的拓扑需要外部电路和复杂的控制算法来维持电容器的电压平衡[6-7]。

针对传统MLIs的不足，国内外研究人员进行了一系列改进。开关电容型多电平逆变器(Switched Capacitor Multilevel Inverters, SCMLI)[8-11]以具备升压、减少元器件的突出特性而备受关注。其基本工作原理是利用开关电容(Switched Capacitor, SC)与输入电源进行串联放电或并联充电的形式，实现逆变器的升压及多电平的输出。文献[8]提出一种使用器件较少的开关电容五电平逆变器，同时电容电压自平衡。然而其有限的五电平输出仍将产生较多的输出谐波。文献[9] 提出了一种单输入源开关电容九电平拓扑，进一步降低了输出谐波含量，同时具备4倍升压能力。然而该拓扑需要12个开关和3个电容器，器件总数较多。研究人员发现，基于多输入源的SCMLI能在保持更多电平数量输出下，极大减少元器件数量，减小逆变器的体积和成本。尤其在分布式光伏发电中往往存在多个输入源，若将多个直流电源串联集成后作为单输入源为逆变器供电，则需要考虑串联电源之间的电压平衡问题，而多个单输入逆变器并联工作则需要复杂的控制算法[10]。文献[11]提出一种单相双输入九电平逆变器，双输入端口使得该逆变器在分布式发电等存在多个直流电源的场合下应用更加灵活，然而该逆变器结构和控制策略较为复杂。

为了进一步减少双输入九电平逆变器的器件数量并降低调制的复杂程度，本文提出了一种双输入八开关九电平逆变器，仅由2个直流输入源、1个开关电容、8个开关管和1个二极管组成。该拓扑的SC充放电自平衡，无需外部电路和复杂的控制算法来维持电容器的电压平衡；且4对开关工作状态互补，简化了控制。最后在搭建的双输入八开关九电平逆变器实验原型上，验证了所提逆变器拓扑及其调制策略的正确性。

1 拓扑结构及工作模态

1.1 拓扑结构

图1 九电平拓扑结构

表1给出了逆变器中各种功率器件的工作状态，其中包括开关的通断状态以及电容的充放电状态。其中数据“1”和“0”分别表示开关管处于导通和关断状态，“Charge” 和“Discharge”分别表示电容处于充电和放电状态。该拓扑的母线电压为Vbus。

表1 九电平逆变器的工作状态表

1.2 工作模态

该逆变器正半周期的工作模态如图2a-e所示，其中实线表示对输出负载供电的回路，虚线表示输入直流源Vin2对电容器C1的充电回路。

(a)模态E1

(b)模态E2

(c)模态E3

(d)模态E4

(e)模态E5图2 九电平逆变器的工作模态

Vbus=Vin1+Vin2+VC1=Vin1+2Vin2

(1)

Vbus=Vin1+Vin2

(2)

Vbus=Vin2+VC1=2Vin2

(3)

Vbus=Vin2

(4)

Vbus=0

(5)

由于所提出逆变器在负半周期的工作模态与在正半周期的工作模态对称，因此不做赘述。

2 调制策略

(a)调制波形

(b)控制逻辑电路图3 所提逆变器的LS-PWM调制策略

最后，输出电压波形Vo的幅值由参考正弦信号波形es的幅值与载波的幅值之比决定。因此，定义调制比

(6)

3 拓扑比较分析

为了更全面分析所提出拓扑的特点，将其与文献[9]、[11]和[13]中提出的九电平逆变器进行了比较。根据直流源数量、开关数量、离散二极管数量、开关电容数量、器件总数以及有无多输入端口进行比较。表2为提出的九电平拓扑与最近提出的九电平拓扑关键特性对照。

表2 与最近九电平逆变器的比较分析

从表2可以看出，文献[9]中提出的拓扑使用12个开关管和3个电容器实现了九电平输出，数量较多的开关管和电容器使得该逆变器体积较大；且该逆变器不具备多输入端口，不适用于分布式光伏发电等需要多输入源的场合。文献[11]提出的拓扑具备双输入端口，然而，与本文所提拓扑相比，文献[11]所提拓扑的离散二极管数量比本文拓扑多2个，且该拓扑调制策略复杂，而本文拓扑中的4对开关工作状态分别互补，采用非门逻辑电路可以大大降低调制策略的复杂程度。文献[13]所提拓扑同样不具备多输入端口，且该拓扑的离散二极管数量比本文拓扑多5个，电容数量比本文拓扑多2个。本文所提拓扑使用较少器件即可输出9电平，且具有双输入端口，可以更加灵活的应用于多输入源场合。

4 仿真与实验验证

4.1 仿真验证

为了验证双输入八开关九电平逆变器及其LS-PWM调制策略的有效性，在Simulink仿真平台搭建了仿真模型，主要仿真参数如下：系统直流输入电压Vin1=50 V，Vin2=25 V，电容C1=2 mF，调制比M=0.9，根据IXFH80N65X2型号的数据手册对仿真中开关管进行设置。采用负载Z=40 Ω的纯阻性负载，滤波电感为1.1 mH，滤波电容为8 μF，开关频率为10 kHz，输出基波频率为50 Hz。

图4和图5为所提逆变器的仿真结果。如图4a所示，当逆变器负载为纯阻性时，输出母线电压Vbus波形为九电平，输出电流io与输出电压Vo的相位相同。从图4b可以看出，当逆变器进入稳态后，SC两端电压在周期内充放电自平衡，电容电压在24～24.2 V之间波动，电容电压纹波ΔVC1为0.2 V，电容电压纹波率仅为0.8%。如图4c所示，当调制比M=0.9时，输出电压Vo的THD为0.98%，输出电压Vo的峰值为88.9 V，与理论值相比，仿真中输出电压Vo产生1.1 V的压降，这是由于在仿真中为每个开关管按照数据手册设置了0.038 Ω的内阻以及受到开关电容C1电压波动的影响。

(a)母线电压 Vbus，输出电压Vo和输出电流io

(b)开关电容电压

(c)负载为Z时输出电压Vo的FFT图4 稳态仿真结果

图5验证了该拓扑的动态性能。图5a为当调制比M变化时，所提拓扑的输出动态变化波形。随着调制比M逐渐增加，母线电压Vbus由三电平逐步向五电平、七电平和九电平变化。图5b为负载突变到空载时的母线电压Vbus、输出电压Vo和输出电流io的波形图。可以看出在突减负载的情况下，输出电压保持稳定，输出电流能够平滑过渡。

(a)变调制比

(b)突减负载图5 动态仿真波形

4.2 实验验证

为了验证所提逆变器的可行性，搭建了双输入八开关九电平逆变器的实验原型。实验电路参数如下：系统的控制由STM32H750VBT6型号的单片机实现，开关管的型号为IXFH80N65X2，其它实验参数与仿真参数一致。

如图6a所示，在纯阻性负载下，输出电压Vo和输出电流io相位相同。图6b为主电路中SC两端的电压波形图。逆变器进入稳态后，SC两端电压在开关频率刻度下充放电自平衡，电容电压纹波ΔVC1约为0.3 V，与仿真相近。

(a)母线电压 Vbus

(b)开关电容电压图6 稳态实验结果

图7为调制比变化和负载突变时，输出母线电压Vbus、输出电压Vo和输出电流io的实验波形。图7a为调制比从0.1变为0.7的动态实验波形，对应的输出母线电压Vbus由三电平变为七电平，动态波形平滑过渡。图7b为调制比从0.9变为0.3的实验波形，此时输出母线电压Vbus从九电平输出变为五电平输出。图7c为所提出九电平逆变器负载突然变化时的实验结果。当突减负载时，输出母线电压Vbus波形未发生明显变化，输出电流io过渡平滑并迅速降为0。

(a)调制比M由0.1变为0.7

(b)调制比M由0.9变为0.3

(c)突减负载图7 动态实验波形

5 结论

本文提出了一种基于开关电容原理且使用元器件数量较少的双输入八开关九电平逆变器，该逆变器调制策略简单，同时实现了电容电压自平衡。本文首先介绍了该逆变器的拓扑结构和工作原理，其次，采用LS-PWM调制策略对逆变器进行调制。最后，搭建了双输入八开关九电平逆变器实验原型进行实验验证。实验结果表明，所提逆变器能输出九电平阶梯波，电容电压自平衡且电容电压纹波很小。同时在调制比变化和负载突变的情况下能够正常工作，动态性能良好。