变电设备智能物联超声局部放电微型化测量转换电路

陈泽奇,张一锋,陈非凡

(清华大学,精密测试技术及仪器国家重点实验室,北京 100084)

0 引言

超声局部放电监测法是变电设备绝缘状态监测的重要手段之一,目前变电现场对超声局部放电的测量方法主要有人工巡检法和在线监测法[1]。人工巡检法通常是由人力使用便携式检测仪器定期对各变电设备进行带电检测,该方法的人力和时间成本较高,且检测时效性较差[2-4]。在线监测法通常是将各超声局部放电传感器固定安装在变压器等设备上,并分别连入一个集中部署的数据采集机箱以实现多路信号的实时集中监测[5-6]。以上集中式的系统集成方法不仅存在需要部署大型机柜、系统接线复杂和占用现场空间大等现象,而且会由于数据共享困难而导致无法进一步实现全站感知和智慧变电。

本文研制了一种微型化的新型超声局部放电测量转换电路,可同时进行双路超声局部放电信号的测量转换,其尺寸为83 mm×50 mm×15.5 mm。通过各方面的性能测试,验证了其功能的有效性和实用性,并给出了该电路在变电设备智能物联在线监测场景的具体应用方法。

1 原理设计

超声局部放电传感器能将变电设备可能存在的局部放电故障所产生的超声波信号转换为电压信号[7],常通过运算放大器进行测量转换处理[8]。图1给出了超声局部放电传感器接入测量转换电路输入端的等效电路示意图。图1中传感器的等效电路一般可描述为1个电压源U与1个电容Cs串联后再与1个电阻Rs并联。其中电容Cs一般为120～1 800 pF,电阻Rs一般为109～1014Ω[9-12]。测量转换电路的输入端阻抗一般可等效为一个接地电阻Rin。在超声局部放电的有效信号频段在20～300 kHz内,电容Cs的等效阻抗ZC为

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式中:ωmin为20 kHz对应的角频率;Cmin为120 pF。

由于ZC,max的绝对值远小于Rs,因此传感器的输出阻抗可近似为电容Cs的交流阻抗ZC。

如图1所示,当传感器接入测量转换电路时,电路输入端电压Uin为输入阻抗Rin与ZC对U的分压。为了使传感器的输出信号幅值最大化,Rin需远大于ZC的电抗值。在传感器输出阻抗为ZC,max的条件下,传感器输出电压分压比δ与Rin的理论关系如图2所示。

由图2中可以看出,当后续测量转换电路的输入阻抗达到8.6 MΩ时,传感器输出电压的理论分压比已达到99.997%。当输入阻抗继续增加时,分压比的增速已逐渐缓慢。综合考虑传感器输出电压的分压比和测量转换电路输入阻抗的实现难易程度,电路的输入阻抗至少需要达到10 MΩ。

虽然普通运算放大器的输入阻抗有可能达到10 MΩ以上,但往往需要多级放大,且增益误差较大,不利于测量转换电路的微型化,本文选用AD8421仪表放大器对传感器的测量信号进行阻抗变换,同时获得一定增益。该芯片在增益≤100倍时的带宽≥2 MHz,且偏置电流仅为0.5 nA。其输入阻抗高达30 GΩ,能直接应用于高输出阻抗传感器信号的测量转换。对超声局部放电传感器,其内部电容Cs和极高阻值的电阻Rs均相当于直流断路,若将传感器直接接入仪表放大器的输入端,由于偏置电流缺乏直流通路,该电流将对电容Cs持续充电或放电,仪表放大器的输出电压会迅速漂移到电源电压或地电位,导致电路无法正常工作。因此需要将仪表放大器的同相输入端通过一个电阻Rin接地,并将反相输入端直接接地,为各输入端的偏置电流提供放电路径,该部分的电路原理示意图如图3中第1部分所示。当取Rin为10 MΩ时,不到0.5 nA的偏置电流在Rin产生的直流偏置电压仅为mV量级,能够很容易被后续的滤波电路直接滤除。考虑到滤波电路对输入信号的需求,该部分电路的增益被设计为固定的20倍。

图3 测量转换电路原理示意图

根据相关文献的研究成果,超声局部放电能量主要集中在20～300 kHz频段[13],其中高压开关柜的检测频率多为20～100 kHz,GIS检测频率多在25 kHz左右,变压器谐振频率多在150 kHz左右[14]。而变电现场常见的噪声主要有机械振动和电气噪声等,其中前者频率一般低于4 kHz,后者频率一般高于9 MHz[15],因此需要通过一个通带为20～300 kHz的高质量滤波器对测量信号进行处理。本文设计了一个四阶的切比雪夫型滤波器,可保证整个通带的平稳特性。为使滤波电路对上述主要噪声的理论衰减均不小于-25 dB,其通带需要允许0.5 dB的波纹。设计的滤波电路原理示意图如图3中第2部分所示,其中的有源芯片选用AD823运算放大芯片。

考虑到现场超声局部放电传感器灵敏度等特性的差异性和后续数据采集处理电路的标准化,在测量转换电路的末端设计了一个增益调节电路以适应不同灵敏度的传感器,如图3中第3部分所示,其中的仪表放大器仍使用AD8421芯片。由于传感器输出峰值一般小于80 mV,考虑到仪表放大芯片的输出摆幅,整个测量转换电路的增益配置设计如表1所示。

表1 不同输入峰值的电路增益配置表

出于现场可能布置的传感器数量和节点密度的综合平衡考虑,对测量转换电路采用了双通道设计,可同时实现2路超声局部放电传感器的直接接入和处理。图4给出了根据图3所示电路原理图实现的测量转换电路框图和实物图,其整体尺寸为83 mm×50 mm×15.5 mm。

(a)电路原理框图

2 性能测试

为了测试变电设备智能物联超声局部放电微型化测量转换电路的增益、滤波和噪声等性能,本文构建了如图5所示的实验装置。使用信号发生器Agilent 33220A产生的不同频率正弦波来测试增益和滤波电路的特性曲线,使用电子脉冲点火器来模拟局部放电,并通过其放置距离模拟局部放电信号的强弱变化。实验装置中设置了开关K1～K3,其中K1用于选择输入电路的信号源,K2用于选择信号接入电路的CH1或CH2通道输入端,K3用于选择是否对信号发生器的输出进行衰减。Tektronix TBS1154示波器用于测试测量转换电路中A～H各点的信号波形。

图5 超声局部放电测量转换电路实验装置

首先对测量转换电路的增益特性进行测试。将图5中的K1连接点2,K2连接点3,K3连接点5,示波器表笔接入A、B两点,测量二者峰峰值并计算实测增益,与理论增益进行比较得到通道1第1级增益的误差曲线;再将示波器表笔接入C、D两点,调节该通道的第2级增益,得到增益为2和10时的误差曲线。当对50倍增益进行测试时,由于总增益过大,需将K3连接点6,对信号发生器的输出进行分压后再接入电路。对各增益分别进行5次测试实验,得到平均增益误差曲线及部分误差棒如图6所示。

图6 仪表放大电路增益误差曲线

以图6中10倍增益曲线在300 kHz处的增益误差最低点①为例,C点的峰峰值为0.54 V,D点的峰峰值为5.36 V,因此误差曲线上该点数值为

(2)

由图6可知,在20～300 kHz的超声局部放电有效频段内,各级增益大体呈下降趋势,但其相对误差低于1%。由此可见,测量转换电路的增益性能与原理设计相符,增益特性良好。

为了测试测量转换电路的滤波特性,将图5中的K1连接点2,K2连接点3,K3连接点5,示波器表笔接入B、C两点,测量二者峰峰值和峰值时差,计算得到通道1滤波电路的实测幅频和相频特性。同时,使用Multisim软件对滤波器的特性进行了仿真计算。图7(a)给出了滤波电路在较宽频段内的幅频特性,箭头所指的示波器波形图分别为低频阻带、通带和高频阻带对应测点的原始信号波形;图7(b)给出了滤波器通带附近的幅频和相频特性。

由图7(b)可以看出,在20～300 kHz的超声局部放电有效频段内,滤波电路的实测波纹在0.7 dB之间,与仿真特性基本相符。当频段逐渐靠近阻带时,信号幅度能得到大幅衰减。滤波电路上下截止频率的理论仿真结果分别为418.1 kHz和14.0 kHz,而实测结果分别为455.8 kHz和14.6 kHz,实验与理论结果基本相符。如图7(b)所示,滤波电路的相频特性在整个通带内均在±90°之间,实测与仿真特性也非常吻合。由此可见,滤波电路实际性能符合预期的理论设计结果。

为了验证滤波电路的实际应用效果,将图5中的K1连接点2,K2连接点3,K3连接点5,设置信号发生器产生频率为293 kHz、峰值为100 mV的方波,示波器采样率为100 MHz。测量B、C两点的电压并分别使用2 048个数据点进行快速傅里叶变换。滤波前后的时域和频域信息如图8所示。

(a)时域图

从8(a)可以看出,滤波前为毛刺较多的方波,且包含较大的直流分量,而滤波后波形已接近正弦波,且直流分量也已被消除。从图8(b)中也可以看出,滤波前的各频率实测幅度与理论基本相符,而滤波之后仅有293 kHz的基频被完整保留,三倍频分量约为滤波前的1/4,即衰减为-12 dB,其余分量则几乎被全部衰减,通带和阻带特性均符合预期效果。

本文进一步使用放电模拟器所产生的局部放电信号对测量转换电路滤波性能进行了测试。将图5中的K1连接点1,K2连接点3,放电模拟器置于距传感器10 cm处。综合考虑局部放电信号频率、信号持续时间以及示波器的存储深度,设置示波器采样率为1 MHz。测量B、C两点的电压波形并分别使用2 048个数据点进行快速傅里叶变换。滤波前后的时域波形图分别如图9(a)和图9(b)所示,图9(c)给出了相对应的频域信息,其中右侧两幅小图分别为左下角和右下角虚线区域的放大图。

(a)滤波前时域图

对比滤波前后的时域波形,滤波前的信号约有-0.1 V的直流偏置,这是由于电路输入端的接地电阻较大,前端仪表放大器的偏置电流导致其输入端有约-5 mV的偏置电压,但经滤波后则基本消除。这一点也能从频域特性中体现,滤波前的直流和低频分量较大,在0 Hz和488 Hz处分别为0.228 V和0.012 V,而经滤波后则均小于0.001 V。信号在15 kHz以下的频段具有明显的衰减;而在20～300 kHz的通带内,滤波前后的频率特性则基本没有变化,如滤波前后的2个超声局部放电主频均在155 kHz和170 kHz处,其幅值也仅有细微增大,与图7的滤波幅频特性对应相符。由于300 kHz以上的频段接近通带且滤波前的频率分量较低,效果相对不太明显。上述实验表明,电路的实际滤波效果较好,能有效降低噪声并保留有效的超声局部放电信号。

为了对测量转换电路的可变增益特性进行测试,将图5中的K1连接点1,K2连接点3,示波器表笔接入C、D两点。调节放电模拟器与传感器的距离L分别为5、10、20 cm以模拟局部放电信号的强弱变化。在各条件下分别进行10次模拟放电,测量C点的输出幅值,并根据设计参数调节电路的第2级增益,得到第2级增益与C、D点的峰值范围关系如表2所示。

表2 各条件下电路第2级增益配置及峰值范围关系表

表2中数据表明,通过调节第2级增益可将测量转换电路的输出信号幅值调整到后续数据采集电路所需的±5.0 V范围内,该电路可适用于不同灵敏度的超声局部放电传感器。

最后进行了测量转换电路的噪声特性测试,其典型噪声波形如图10所示。将图5中的K1连接点1,K2连接点3,示波器时间刻度调为10 μs,表笔接入D点,分别将第2级放大电路的增益设置为2、10和50,各测量10次电路输出端的噪声RMS值,实测结果如表3所示,其中的理论结果是采用LTspice软件对电路噪声进行仿真计算的结果,误差是实测噪声与理论噪声之间的差值。

表3 各条件下的噪声RMS及误差表

图10 200倍增益条件下的噪声波形

表3中结果表明:各增益条件下的整体实验噪声均较仿真噪声略大,这可能是由于示波器底噪的影响,实测示波器的底噪为0.5 mV左右。当测量转换电路的总增益为1 000时,电路的实测噪声RMS也在10 mV之内,相对于其±5.0 V的信号幅值,该噪声对测量结果的影响已很小。

此外,对多个电路板的各个通道均进行了上述测试,结果表明,各通道之间的一致性很好。

3 智能物联应用方法

图11给出了基于本文所研制的测量转换电路和课题组团队现有的信息化电路构成智能感知节点的方法示意图。节点外部能够直接连接1～2路超声局部放电传感器,经测量转换电路处理后的输出信号接入信息化电路中的双路高速数据采集电路中,并通过边缘计算得到局部放电信号的特征参数信息,最终通过网络接口实现信息交互。

基于智能感知节点和团队现有的其他节点可构建如图12所示的智能物联系统。该系统由1个供电节点、1个网桥节点和多个智能感知节点构成,其中供电节点用于为网络中各节点进行总线供电,网桥节点能够通过以太网与监控计算机相连,用以显示感知节点处理得到的特征信息。通过一条线缆即可同时实现各节点的自供电和节点间的测控信息自动交互[16]。

图12 节点在智能物联系统中的应用方法示意图

4 结束语

针对变电设备智能物联监测节点的就近部署要求及其微型化需求,本文设计了一种新型的超声局部放电测量转换电路,通过仪表放大电路解决了高阻抗传感器输出信号的低阻抗变换问题,通过四阶切比雪夫滤波电路解决了不同带宽的测量噪声滤除问题,并通过增益可调电路解决了不同灵敏度传感器的测量转换信号幅度范围标准化问题。该电路具有双通道超声局部放电信号测量转换能力,其尺寸为83 mm×50 mm×15.5 mm。实验结果表明:该电路在整个通带频段内的各级增益误差低于1%,电路在1 000倍增益条件下的输出噪声RMS值不超过10 mV,可满足各类变电设备的超声局部放电智能物联监测需求。