无辅源宽范围可调脉冲IGBT驱动模块研制

孙奉娄，戴 军

(中南民族大学 等离子体研究所，武汉 430074)

IGBT在电力电子中应用广泛，传统的IGBT的驱动方式有光电耦合器隔离驱动和变压器隔离驱动方式.光电耦合器的优点是体积小，缺点是具有较大的延迟时间，并且光电耦合器的输出级需要隔离的辅助电源供电[1,2]；变压器隔离驱动就是利用变压器次级的输出为IGBT栅源间充放电，以此来控制其开通和关断.这种方法简单，也不需要单独的驱动电源.通常，开关管工作频率越高越好，这样主回路中变压器的功率可以很大.但频率越高，会增大IGBT的开关损耗和IGBT的驱动功率损耗[3].所以，IGBT有时也会工作在低频开关状态.同时，变压器存在磁复位的问题[4]，这使得IGBT的驱动脉冲的占空比不能高于50%.另外，由于PWM控制芯片输出的驱动波形通常含有直流成分，也可能会造成隔离变压器的偏磁.纵观这些方法都有一些不足之处，本文根据电容两端电压不能突变这一特点，提出了一种窄脉冲驱动信号控制IGBT开关的方案.

1 实验方案

1.1 窄脉冲驱动信号控制IGBT开关的原理

在新的IGBT驱动方案中，利用沿检出电路，针对PWM信号波形的上升沿和下降沿成形窄脉冲，作为IGBT的前沿驱动信号(开通信号)和后沿驱动信号(关断信号).窄脉冲宽度相对于IGBT的开通时间或关断时间都很短.根据电容存储电荷原理，利用前沿驱动信号给IGBT栅源极间电容Cgs进行充电，充电完毕后，阻止电容放电，电容两端仍可维持一定的电压，此电压超过IGBT的导通阈值电压，使其在剩余的导通时间内仍可维持IGBT的正常导通；在需要关断的时刻，再利用后沿驱动信号时IGBT的放电回路开通，使IGBT关断.各个触发信号的对应关系如图1.

图1 各触发脉冲波形的对应关系Fig.1 The corresponding relation of the trigger pulse waveform

1.2 IGBT模块的相关指标要求

(1) 能驱动1200V/400A以下的IGBT.

(2) IGBT的正常导通脉宽范围为10 μs～20ms.

(3) IGBT的栅-源极间正偏压Vgs维持在15V.当增大Vgs时，IGBT的通态压降和通态损耗Ic均下降.但若Vgs过大，则负载短路时流过漏极电流Ic随Vgs增大而增大，对其器件的安全使用不利[5].15V的栅源极间电压足够使漏源极间导通压降在额定电流400A时下降到2.3V，此后，增加栅源极间电压，漏源极间导通电压下降不明显.

2 实验方法

2.1 IGBT窄脉冲驱动模块的总体设计

模块的总体设计包括PWM输出控制电路，沿检出电路、裂相电路、功率放大，变压器隔离驱动，最终控制IGBT的开通和关断.整个驱动模块的方案框图如图2所示.

图2 IGBT驱动模块总体框图Fig.2 The IGBT driver module overall block diagram

2.1.1 PWM控制信号和窄脉冲信号的产生

图3为IGBT窄脉冲驱动模块原理图.TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率通过5脚所接的电容和6脚所接的电阻进行调节.在图3中，输出脉冲信号的频率为:

(1)

三极管Q1、Q2组成推挽输出.电容C5、电位器VR5构成RC微分电路，电容C4、电位器VR4构成RC积分电路.利用RC电路对矩形脉冲信号的响应，在PWM信号的上升沿和下降沿各产生一个窄脉冲信号.其中，上升沿产生的窄脉冲信号作为一个给IGBT极间电容Cgs充电的信号，即为控制IGBT导通的信号；下降沿产生的窄脉冲信号作为一个给Cgs放电的信号，即为控制IGBT关断的信号.窄脉冲信号的脉宽约等于时间常数RC，因此，脉宽可以通过改变R或C的取值来调节.

在设计中，考虑到重复频率向低端延伸，C2取100nF,R2取300kΩ，然后通过调节电位器VR2，使TL494输出脉冲频率为39.18Hz，调节电位器VR1将脉冲的初始占空比调节到最大，这样脉冲的高电平时间为20.8ms.

2.1.2 窄脉冲裂相和功率放大

经过RC微分电路和积分电路出来的信号并不是标准的矩形窄脉冲信号，必须经过数字电路进行整形.同时，积分出来的信号必须经由R5和Q3进行反相.数字芯片采用CD4081，其内置有4个与门，足以满足设计需要.但CD4081的驱动能力过小,无法在很短时间将大功率IGBT栅极电容的电压充上来.所以需要用Q8、Q10、Q9、Q11组成的H桥电路来进行功率放大，通过变压器进行功率传递[6].

2.1.3 变压器隔离及充放电回路

窄脉冲经过裂相、功率放大后进入变压器原边.当变压器同名端为高电平时，电流通过D6、R(g)on给IGBT的栅极电容Cgs充电.当异名端为高电平时，三极管Q12导通，Cgs通过R(g)off、Q12泄放电荷.

图3 IGBT窄脉冲驱动模块原理图Fig.3 The principle diagram of the narrow pulse to IGBT driver module

2.2 驱动模块重要元件与参数的选择

2.2.1 驱动变压器磁芯的选择

用铁氧体磁芯制作的变压器有很高的电阻率，所以其涡流损耗可以忽略.铁氧体磁芯的工作频率范围很宽[7].本驱动模块需要传输纳秒级脉冲，频率相当于兆赫兹的信号，因为传输的为驱动脉冲，平均功率较小，因此不担心散热问题.脉冲重复频率约为40Hz，而脉宽在纳秒量级，因此占空比很小，按脉冲变压器设计要求选磁芯，磁芯的尺寸大小取决于脉冲通过时磁通量是否饱和.综合考虑选用铁氧体罐状磁芯作为变压器磁芯.

2.2.2 门极电阻的选择

IGBT的门极由完全绝缘氧化层构成，因此门极输入阻抗很高，很容易受到干扰信号的影响.为了减小噪声信号的接收和避免寄生振荡，通常在IGBT门极串联一个电阻可以保证IGBT可靠运行，其阻值不能小于厂家手册中“测试过的驱动电阻”.在有更严格要求的情况下，可以将门极开通电阻Rg(on)和门极关断电阻Rg(off)区分开，以选择不同的开通和关断速度[8,9].同时门极电阻也不能太大，否则会增加IGBT的开关时间和开关损耗.根据实验所用的IGBT型号，将门极开通电阻和关断电阻都取值2.2Ω.

2.2.3 驱动电路所需驱动功率

实验中IGBT为BSM400GA120DLC.其输入电容Cies=26nF,反向传输电容Cres=1.7nF.根据经验公式得出IGBT的门极等效输入电容Cin=5Cies.算得平均驱动功率P=f×Cin×△U×△U=1.146mW，其中f为驱动脉冲的频率，△U为驱动电压的变化量，这个功率实际上损耗在驱动电阻及外部电路中.计算的时候考虑两倍余量[10,11]，总驱动功率为3.438mW.

2.2.4 IGBT门极驱动电流

IGBT栅极g、漏极d以及源极s之间的寄生元件都是极间电容.如图4所示.它们与Cies、Coes、Cres的关系如下：

Cies=Cgs+Cgd，

(2)

Coes=Cds+Cgd，

(3)

Cres=Cgd.

(4)

栅极充放电时间常数为:

Tg=Rg×Cies.

(5)

根据公式(2)和(4)计算得到栅漏极间电容Cgd=1.7nF，栅源极间电容Cgs=24.3nF.根据公式(5)，可以算出栅极充放电时间常数Tg=2.2×26=57.2ns.这个结果与手册中测试的电流上升时间Tr=60ns基本一致.所以开通或关断窄脉冲信号的脉宽不得少于60ns.改变微分和积分电路中RC的取值，使窄脉冲脉宽为500ns.

计算总的驱动电流.驱动电流上升时间内栅极驱动电压达到15V，所需要平均电流为I1=Cgs×dV/dt=24.3nF×15V/500ns=0.729A.然而，栅极驱动电压达到15V时，漏极导通.假设漏-源极间电压由30V降到0V，相当于栅-漏极间电压Vgd由-30V上升到+15V,电压变化量为45V，所需要的驱动电流平均值I2=Cgd×dV/dt=1.7nF×45V/500ns=0.153A.总驱动电流为Ig=I1+I2=0.882A，取值为1A.由此可见，虽然IGBT所需驱动功率小，但驱动所需峰值电流大，因而变压器的输出内阻要小.

图4 IGBT的等效模型，各极间电容Fig.4 The equivalent model of IGBT,capacitance between each pole

3 实验结果与讨论

图5为对应PWM信号上升沿和下降沿产生的窄脉冲信号.初始脉宽为500ns，图6显示主回路未加电压时栅源间驱动波形的上升时间和下降时间，加起来约为2μs，IGBT的导通时间也维持在20.8ms，且Vgs的幅值也基本维持在15V.主回路测试选用电源、IGBT和负载简单的串联电路.图7显示负载两端电压上升时间和下降时间，可以看出IGBT的漏极电流上升时间为182ns,下降时间为880ns.下降速度慢一些，避免了关断时因寄生电感产生过高的电压过冲.实验中发现，如果TL494的输出脉冲频率低，在脉冲的上升沿，就会出现类似矩形波一样的振荡，如果把电容取小，电阻阻值取大，问题就会解决.

图5 窄脉冲信号的成形Fig.5 The forming of the narrow pulse

图6 IGBT驱动栅-源两端的驱动波形上升时间和下降时间Fig.6 The waveform rise time and fall time of the driving waveform to the IGBT gate-source

图7 负载两端电压波形Fig.7 The voltage waveform of the load

4 结束语

利用窄脉冲作为驱动信号，通过变压器隔离驱动IGBT解决了因为变压器伏秒平衡要求而使驱动信号占空比不能达到50%的问题，可使IGBT的开关脉冲占空比超过50%.当IGBT用于斩波时，可以实现很宽范围的频率和占空比调节.这种设计也为桥式拓扑结构需要驱动多个开关管的情况，提供了一种新的驱动方案.用同一磁芯多个次级绕组的方式代替多个磁芯单一绕组的方案，解决多个磁芯单一绕组中信号不同步的问题.

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