机车牵引传动系统干扰电流抑制方法的探讨

胡 贵,龙谷宗,许加柱,李知宇,黄细友

（1. 南车株洲电机有限公司,湖南 株洲 412001；2.湖南大学电气与信息工程学院,长沙 410082）

1 引言

随着我国高铁技术的飞速发展和应用，目前高速客运和重载货运大功率电力机车广泛采用全控型电压源变流器，取代传统韶山系列采用的相控型变流器作为牵引传动系统的电能变换核心[1]。基于电压源型变流器的牵引传动系统虽能有效降低牵引电流中的谐波含量，但在载波频率并不是很高的时候(数百赫兹到数千赫兹之间)条件下，系统仍会产生一定的干扰电流。这些干扰电流的存在会给机车及铁路沿线的信号设备和线路带来严重的电磁干扰[2-3]，给电力机车的安全运行带来一定的隐患。

目前，针对牵引变流器产生的噪声谐波问题，抑制方案一采用多重化移相控制技术[4-6]，能部分降低牵引传动系统注入牵引网中的干扰电流，但由于受到多重化数量的限制，抑制效果仍有待进一步加强；抑制方案二采用在牵引变电所装设高通滤波器的方案[7]，但该方案仍造成的干扰电流仍会对沿线信号设备的影响，效果较差。

针对电力机车牵引传动系统存在的上述问题，本文提出了一种采用集成滤波电感技术的牵引传动系统的技术方案；该技术方案在牵引主变压器中增设一套滤波绕组，外接滤波电容构成LC滤波支路，从而实现对干扰电流的抑制；根据新方案的拓扑结构，通过建立牵引主变压器的数学模型，推导出变流器电流与注入牵引网电流之间的传递函数，并通过对传递函数的幅频特性分析，分析了传递函数零、极点频率对谐波的影响，并结合实际系统的要求，给出了各参数量的约束方程；最后，结合某实际参数，对本文提出的新方案的可行性进行仿真验证，并对比分析了滤波电容值对干扰电流抑制效果的影响。

2 新牵引传动系统的接线方案

图1给出了目前大功率交流牵引传动系统的接线方案图，整流器采用PWM控制的四象限变流器VSR，整流输出通过直流滤波和稳压电容后与逆变器相连，逆变三相交流电给牵引电机供电。这种交直交型牵引传动系统为了降低系统注入牵引网的谐波电流，采用多重化载波移相技术[4]，使每台VSR的三角载波在相位偏移。这种谐波抑制方式虽能在一定程度抑制谐波，但对于干扰电流的抑制仍不充分，有必要采取进一步的谐波抑制措施。针对上述问题，最为简单和有效的方式之一就是在牵引系统中安装一条LC滤波支路，目前采用额外增设滤波电抗器方式，该方式成熟可靠，存在体积大的缺点。因此，本文利用电感与变压器集成技术，提出了一种新的牵引传动系统的拓扑结构进行探讨，如图2所示。新方案中，在原有牵引主变压器中增设一套绕组，并外接滤波电容器Cf来实现对牵引绕组侧的干扰电流进行抑制，从而降低感应至高压侧的干扰电流。

3 新牵引主变压器的数学模型

牵引传动系统一般在采用多绕组变压器，高压侧绕组在变压器内部并联，牵引绕组独立工作，参考图2所示；增设一套绕组后，该变压器可看作共有6套绕组，将端口电压方程可列：

图1 交直交牵引传动系统接线方案图

图2 新的牵引传动系统接线方案图

式中：ri为各绕组的等效电阻；Lii为各绕组的自感；Mij为i与j绕组间的互感。

将变压器各绕组参数统一折算至高压侧，不计励磁电流，可列写磁动势平衡方程：

结合式(2)，将式(1)中的第1方程式减去其它任意一行，可求得：

令：r1+rj=r1j、(L11+Ljj-2M1j)=l1j，则两者分别表示绕组1与绕组j之间的短路电阻和和短路电感。

相应地：

式中：l1jK可看作由绕组1、j和k共同构成的三绕组变压器中绕组1的等值漏电感。

再结合式(1)、(3)和(4)，式(1)可降阶为：

由于滤波电容Cf的存在，滤波绕组侧的电压电流将式(6)代入式(5)中第5方程，并对其进行拉式变换可得：

4 干扰电流抑制对系统参数的要求

由于滤波绕组的短路电阻相比其短路电抗较小，故可忽略式(10)中r1和r16对系统频率响应的影响，根据式(10)可知，传递函数H(s)只与l16、l126和Cf的影响。

根据传递函数H(s)的表达式，其自然零、极点分别为：

由式(11)可知：

根据l126＞0和l126＜0两种情况，传递函数H(s) 的幅频特性的Bode图如图3(1)、(2)所示。

由图3(1)可知，当f＞fzero时，系统的频率响应是持续衰减的，在f＜fpole频率区域间，远离fpole系统的频率响应也是持续衰减的。而由图3(2)可知，当在f＞fpole时，若 ，系统频率响应的幅值为正，则必然会导致高压侧电流中的干扰电流的含量增加；因此，需要确保l126＞0。谐波频率靠近极点频率点fpole时，极易造成一次侧谐波电流的放大，因此需要传递函数的极点频率小于系统的开关频率fs，否则会导致四象限变流器多重化移相控制策略失去作用。此外，考虑到中间直流环节中还配置了LC二次谐振回路，同样为了避开谐振点，要求极点频率fpole＞2f1(f1为基本频率)。

综合上述分析，可列写出系统实现有效杂音干扰电流抑制时对系统参数的约束方程：

图3 传递函数H(s)的Bode图

5 新方案的仿真分析与验证

为了验证本文提出新的牵引传动系统杂音干扰电流抑制新方法的理论正确性和工程可行性，参考某牵引传动系统参数，将原有牵引主变压器更新为带谐波抑制绕组的新型牵引主变压器。系统参数如下：牵引供电网额定电压27.5kV、牵引主变压器高压侧额定电压25KV、低压侧额定电压为970V、额定频率f1=50Hz、载波开关频率fs=500Hz；直流侧额定电压Udc=1800V，直流侧支撑电容Cd=8mF，直流侧二次滤波器参数：L2=0.84mH，C2=3µF；滤波绕组布置于高压绕组与牵引绕组之间，额定电压为5KV。为了分析滤波效果，本文引入重要的判据－等效干扰电流：

其中，ωn—第n次谐波的加权系数，各次电流谐波的加权系数由国际电报电话委员会（CCITT）规定，具体数值见附录。

根据和谐I牵引主变压器的结构尺寸，考虑必要的绝缘距离，并保证高压绕组与牵引绕组间的复合短路阻抗l12不变(牵引传动系统对复合短路阻抗的l12要求)，将滤波绕组分别布置最接近高压绕组和最接近牵引绕组两种极限条件下，结合文献[12-13]中给出复合短路阻抗的计算方法，求得滤波绕组的等值漏电感的取值范围范围内，l612满足：

结合式(13)、式(12)、式(11)和l612的取值范围求得滤波电容的取值范围：0.2µF＜Cf＜76µF；同时，根据传递函数极点的计算式(11)，为了尽可能降低滤波绕组的尺寸，希望滤波电容器在一定范围内尽可能大，但考虑到滤波电容Cf的成本，Cf的取值不宜过大；因此，本文对滤波电容器的取值进行约束：

同样，根据传递函数H(s)的极点约束范围：

可求得系统对复合短路阻抗l16的取值范围要求：

根据图2所示的高压绕组、滤波绕组和牵引绕组的布置图可知：

同时，复合短路阻抗l16、l26又满足：

结合式(17)和式(18)，求得l16的取值范围满足：

根据式(16)和式(19)对l16取值范围的共同约束，并考虑式(13)，则l16需要满足：

当牵引主变压器二次侧滤波绕组处于开路状态、不接入滤波电容Cf时，牵引传动系统注入牵引供电网的电流频谱分析图如图4所示。

图4 牵引传动系统注入牵引供电网的电流频谱图

为了实现滤波电容Cf与滤波绕组复合短路阻抗的最优配合，实现对等效干扰电流的最大抑制，本文针对由Cf和复合短路阻抗l16不同取值构成20种组合条件下，对牵引传动系统进行了仿真对比分析。表1、表2分别给出了20种组合条件下的等效干扰电流及传递函数的零、极点。

由表1可知，由不同Cf和复合短路阻抗l16取值构成20种参数组合条件下的零点频率和极点频率均在限制范围内，符合所推导的约束条件。但由表2和图5分析可得，随Cf的增大，等效干扰电流Ip减小，滤波效果更好，因为随着Cf的增大，系统零、极点前移，从而使更大范围的谐波电流衰减，从而减小了等效干扰电流。随着复合短路阻抗l16的增大，等效干扰电流的变化不太明显，但 等效干扰电流Ip有明显的增大趋势，因为Cf和复合短路阻抗l16对应的极点频率在开关频率的倍数次左右，放大了此频段的谐波电流，从而使等效干扰电流Ip增大。

表1 不同Cf和l16时零、极点频率(Hz)

表2 不同Cf和l16时等效干扰电流Ip的值(A)

图5 等效干扰电流在不同Cf和l16的变化曲线图

图6 在不同Cf和l16情况下的系统Bode图

考虑到滤波绕组的尺寸和滤波电容的大小的同时兼顾滤波效果，选择为最佳方案。图7给出了时系统网侧电流和滤波绕组电流的频谱分析图，对比图4未加滤波绕组时系统网侧电流频谱分析图可知，采用集成滤波电感技术后，干扰电流有一定的减小。此时，滤波绕组电流的频谱分析图如图7(2)所示，高次谐波电流大部分从滤波绕组经过，从而降低了网侧电流的高次谐波的含量，达到抑制干扰电流的效果。

图7 网侧电流和滤波绕组电流的频谱分析图

6 结论

为进一步有效抑制交流牵引传动系统中的杂音干扰电流，本文提出了一种采用集成滤波电感技术的牵引传动系统技术方案，通过建立新牵引主变压器的数学模型，推导出变流器电流与注入牵引网电流之间的传递函数，并通过对传递函数的幅频特性分析，得到传递函数零、极点频率对噪声谐波的影响，并结合实际系统的要求，给出了零、极点的约束方程；最后，结合某实际参数，对本文提出的新方案的可行性进行仿真验证。通过对比分析滤波电容对干扰电流抑制效果的影响，说明本文提出的采用集成滤波电感技术的牵引传动系统的方案具有一定的滤波效果，对交流型电力机车对干扰电流的治理给出了新的思路，但该方案提出的滤波绕组电感太大，增加了牵引主变压器的的体积和重量，须进一步探讨分析与验证。

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