W 波段超外差式辐射计射频前端的设计

刘 敬,陈振华,王建如

(南京信息工程大学 电子与信息工程学院 电子信息技术与装备研究院,江苏 南京 210044)

毫米波辐射计是一种被动式遥感设备,可以全天候、全时段工作[1],并与可见光、红外遥感形成互补。从二十世纪五六十年代起,各类地基、空基、天基平台的毫米波辐射计逐渐装备,并在地球观测、大气遥感、射电天文和安全筛查等领域获得广泛运用[2-7]。根据工作原理的差异,毫米波辐射计主要分为全功率辐射计、迪克式(Dicke)辐射计、零平衡式辐射计、自动增益控制辐射计等相关型辐射计。Dicke 式辐射计通常采用单刀双掷开关(Single Pole Double Throw,SPDT)在天线和已知负载之间来回切换辐射计的输入信号,以减少由于放大器本身的增益和噪声温度波动而导致的不稳定性。但是使用射频开关对辐射计的灵敏度和带宽造成了一定的限制,且系统结构复杂。零平衡式辐射计、自动增益控制辐射计是在Dicke 辐射计基础上进行改进,属于Dicke 辐射计的延伸。全功率式辐射计应用较为广泛,其工作体制可分为直接检波式和超外差式两种[8]。其中,直接检波式辐射计结构较为简单,成本相对较低,应用范围受到很大的局限性,而超外差式辐射计灵敏度更高并可保留原始信号相位信息,有较好的频率选择特性,更多应用于对性能指标要求较高的场景中。

辐射计一般由天线、射频前端以及基带处理单元组成,其中,射频前端的性能对辐射计整机指标有决定性的影响。本文所研制的辐射计射频前端工作于大气窗口之一的77 GHz 频段,采用超外差变频体制。77 GHz 频段因为受自动驾驶市场的需求驱动,各半导体厂商相继推出了成熟的单芯片前端解决方案,具有极高的集成度和成本优势。但此类芯片普遍基于SiGe 工艺制造,在高频条件下,其低噪声性能普遍较差,无法满足辐射计高灵敏度接收的要求。因此,为保证性能,本文采用GaAs 器件进行电路集成设计。另外,根据总体方案的要求,射频前端需要背负于前级卡塞格伦天线馈源上,并且在满足电性能指标的前提下,在结构上满足小型化和轻量化的要求。因此,在设计中采取了裸芯片和微带功能电路混合集成[9]、单模块混合互联封装的设计方案。测试结果表明,所研制的辐射计射频前端主要性能指标满足总体指标的要求。

1 超外差式辐射计射频前端设计

1.1 射频前端方案设计

W 波段辐射计射频前端采用超外差一次下变频体制,其原理框图如图1 所示。

由图1 可见,所设计前端射频组件采用WR10 标准波导接口,以便于与前级卡塞格伦天线馈源相连接。输入信号经波导-微带过渡电路转接至微带平面电路,经两级低噪声放大器放大后,再与本振信号进行下变频。下变频采用基波混频,本振信号由Ka 波段压控振荡器(VCO)经W 波段有源二倍频后产生。为了提高集成度,低噪声放大器、混频器、中频放大器、VCO、有源二倍频器采用商用GaAs 芯片,其余功能电路基于微带电路技术进行设计。整个链路的器件选型及技术指标分配如表1、表2 所示,需要说明的是,表中所列的指标参数是根据所选择芯片的Datasheet 而定的,实际使用时因各种额外损耗,实际指标通常会比理论值偏低,在设计时要保留足够的设计余量。

图1 W 波段辐射计前端原理框图Fig.1 Schematic diagram of W-band radiometer front end

表1 本振链路指标评估Tab.1 Performance evaluation of LO chain

表2 接收链路指标评估Tab.2 Performance evaluation of receiver

1.2 波导-微带探针过渡设计

射频前端组件的输入采用WR10 标准波导接口,输入信号的主传输模式为TE10 模,而后级的低噪声放大、变频、本振链路等都是平面集成电路,需要将波导电路中传输的TE10 模电磁波转换为能够在微带平面电路中传输的准TEM 模信号。对于辐射计前端而言,探测灵敏度是一个重要的技术指标,而灵敏度的主要影响因素之一就是噪声系数。由接收机噪声传输机理可知,在低噪声放大器之前的电路损耗将直接叠加进噪声系数中,因此作为射频接收链路最前级的波导-微带过渡电路的设计[10]就显得尤为重要,其插入损耗指标将直接影响整个链路的噪声系数。为了降低损耗、保证精度,在设计中选取0.127 mm 厚的石英作为波导-微带探针过渡结构的介质基片,石英探针从波导宽边插入波导E 面进行能量耦合。在电磁仿真软件HFSS (High Frequency Structure Simulator)中建立耦合探针的仿真模型,如图2 所示。通过调节探针的长宽(Lp、Wp)及波导短路面的距离(Ls),可以对耦合探针的性能进行优化。优化后的探针耦合结构参数如表3 所示,其仿真S参数曲线如图3 所示。可见在WR10 全波导频段内(75～110 GHz),回波损耗小于-20 dB,插入损耗约0.2 dB,在实际所用的77 GHz 附近,回波损耗优于-27 dB。从仿真结果来看,所设计的过渡结构性能良好,符合指标要求。

图2 (a)探针过渡三维结构;(b)探针结构主要参数Fig.2 (a) Three dimensional structure of probe transition;(b) Main structural parameters of probe transition

表3 探针耦合结构的优化结构参数Tab.3 Optimization of structural parameters of probe coupling structure

图3 探针过渡结构的仿真S 参数Fig.3 Simulated S parameters of probe transition

1.3 本振源设计

超外差接收机需要本振信号与射频信号进行下变频,获取中频信号并做进一步处理。在工程实践中,本振信号的产生有几种方式,比如单独的VCO 或者介质谐振器DRO,或者结合锁相环PLL 技术实现。基于锁相环的频率源通常具有较好的相位噪声性能,但是需要提供外部高稳定的参考时钟,结构复杂,成本较高。而单独使用VCO 虽然结构简单、成本低,但VCO 的相位噪声性能较差,频率漂移现象明显,对其实际应用造成较大的制约。基于辐射计的总体技术指标,接收链路采用点频本振,在保证频率稳定度的前提下,为尽可能保持电路的低成本、低复杂度、平面集成、低功耗,在设计中选取外加谐振器对VCO 输出进行稳频的技术方案。在目前的技术条件下,VCO 芯片的工作频率最高只能覆盖至Ka 波段,而无法直接覆盖至W 波段。因此,首先基于谐振器稳频的Ka 波段VCO 产生38 GHz 的基波信号,然后再经有源二倍频至76 GHz 作为本振信号,与W 波段的射频输入信号进行混频。在本振链路中,还需要设计相应的带通滤波器,以对无用的杂散及谐波信号产生足够的抑制。

1.4 稳频陶瓷谐振器设计

本振源设计中所选择的VCO 型号为UMS 公司的CHV2242a,其调谐输出频率覆盖38～38.5 GHz,频偏10 kHz 处相位噪声为-48 dBc/Hz。根据总体指标,本振信号采用点频,因此可采取窄带谐振器稳频的方式提高信号相位噪声性能。谐振器稳频可以采用圆柱形的高Q值介质谐振器,也可以采用平面形中等Q值谐振器[11]。因为目前的器件技术限制,使用圆柱形介质谐振器的振荡器(Q值通常为2000～8000),其工作频率一般在Ku 波段以下,且外匹配电路设计复杂,集成度不高。而本设计所选择的VCO 芯片CHV2242a 具有外部谐振器耦合端口,具备采用平面形中等Q值谐振器进行稳频的条件。VCO 外部稳频谐振器等效于一个通带覆盖VCO 扫频带宽的带通滤波器,且在谐振频率处,应有180°的相位翻转,同时应与VCO 芯片中的pHEMT 振荡管外环路参数匹配,以获得稳定的起振条件,并避免寄生振荡。基于这一设计原理,采取三线耦合谐振结构,设计了如图4 所示的耦合线谐振电路,该谐振电路基于0.254 mm 厚的Al2O3陶瓷基片进行设计,谐振频率通过调节耦合线的长度Lc进行调节,带宽可以通过耦合线之间的缝隙宽度Wg进行优化,谐振器结构参数对谐振器性能的影响如图5、图6所示。可见,当Lc=4.45 mm,Wg=0.35 mm 时,谐振器的谐振频率为所需的本振基波频率38 GHz,同时在该频点,传输系数S21的相位有180°的翻转,符合设计需求。另外在设计中需要注意,谐振器与VCO 芯片通过金丝键合进行互联,键合所用金丝可能会在谐振耦合回路中引入额外的寄生电感,从而影响相位特性,因此在实际电路微组装时应使得金丝的长度尽量短。

图4 陶瓷谐振器结构示意图Fig.4 Structure of the ceramic resonator

图5 耦合线的长度Lc对S 参数的影响Fig.5 The influence of the length of the coupling lines (Lc) on the S parameter

图6 耦合线的间隙宽度Wg对S 参数的影响Fig.6 The influence of the gap width between coupling lines (Wg) on the S parameter

1.5 陶瓷带通滤波器的设计

在本振链路的设计中,Ka 波段的VCO 除了产生所需的基波振荡信号之外,还会产生高次谐波。W 波段的有源二倍频器也会有残留谐波输出,除了谐波之外,可能还会有一些因各种干扰产生的杂散信号。所有的这些谐杂散信号如果不加抑制,与实际使用的本振信号一起输入下变频器,则会在具有强非线性特征的混频器内产生复杂的交调、互调现象,对变频损耗及中频频谱造成极为不利的影响。因此,在本振链路中,需要使用滤波器[12]进行逐级滤波,确保对谐杂散信号形成足够的抑制,保证实际进入混频器的本振信号的频谱纯度。

如图1 所示,VCO 输出信号为38 GHz,然后经有源二倍频器产生76 GHz 的信号作为本振提供给混频器。因此需要在VCO 与二倍频器之间插入一级带通滤波器,使38 GHz 的信号低损耗通过,而对带外信号产生足够抑制。同理,在有源二倍频器和混频器之间也插入一级中心频率76 GHz 的带通滤波器。

带通滤波器在设计时可选择的带通原型较多,在工程实践中,需要结合技术指标、总体结构、工艺可实现性、性能可靠性等多个方面综合考虑。这里选择平行耦合线型带通滤波器,同时为了保持结构紧凑性以及性能容差,采用相对介电常数9.6 的陶瓷基片以及薄膜工艺进行滤波器的设计制作。38 GHz 和76 GHz 的滤波器分别使用0.254 mm 和0.127 mm 厚度的陶瓷基片进行设计,拓扑结构及S参数仿真曲线如图7 所示。38 GHz 滤波器采用5 阶设计,其通带为36～40 GHz,带内插损仿真值为0.02 dB,回波损耗大于30 dB,在二次谐波处抑制为-50 dB。76 GHz 滤波器采用7 阶设计,其通带为74～80 GHz,带内插损仿真值为0.02 dB,回波损耗大于15 dB。

图7 38 GHz 带通滤波器仿真S 参数Fig.7 Simulated S parameters of 38 GHz BPF

图8 76 GHz 带通滤波器仿真S 参数Fig.8 Simulated S parameters of 76 GHz BPF

2 实验测试

2.1 组件装配

基于前述方案以及功能电路的仿真,对整个射频前端进行了布局以及互联设计,组件使用黄铜镀金作为结构件,所有裸芯片及平面微带电路使用H20E 导电胶粘接于壳体正面,并加热固化,然后通过金丝键合完成各个芯片以及电路之间的输入输出互联。图9所示为完成微组装的射频组件以及所包含的各个功能模块。图10 所示为嵌在组件背面的电源管理模块,该模块为组件中的各个器件提供电源滤波、直流偏置、加电时序保护等功能。整个射频前端组件的尺寸为56 mm×26 mm×26 mm,与天线完成装配的整个射频部分如图11 所示。

图9 完成装配的射频前端电路Fig.9 The assembled circuits of the RF front end

图10 直流偏置及时序保护电路Fig.10 DC supply and time sequence protection circuit

2.2 实验测试

射频前端的测试包含链路增益、频谱特性、动态范围、噪声性能等几个方面。测试所用仪表如表4 所示。

组件频谱及动态范围测试框图如图12。实际测试场景如图13 所示。

图12 链路频谱特性及动态范围测试框图Fig.12 Schematic drawing of test setup of spectrum and dynamic range

图13 链路频谱及动态范围测试场景Fig.13 The real test setup of spectrum and dynamic range

信号源E8267D 产生Ku 波段的激励信号,经OML S10MS-AG 六倍频后产生77～79 GHz 的输出信号,该倍频模块输出信号的功率在8 dBm 左右,经可调衰减器STA-60-10-D1 进行功率衰减后再输入射频接收组件,经组件下变频后接至频谱仪E4447A,在1～3 GHz 频率范围内对中频信号的功率和频谱质量进行测量。

当射频输入信号为77.2 GHz 时,输出中频信号的频谱如图14 所示,可见此时中频频率为1.2031 GHz,在200 MHz 测量带宽范围内,杂散抑制大于40 dBc,中频频率与理论值1.2 GHz 有3.1 MHz 的偏差,该偏差可通过微调VCO 的调谐电压加以消除。

图14 输出中频信号频谱Fig.14 Spectrum of output IF signal

图15 所示为接收组件在77 GHz 频点上,中频输出功率随输入功率的变化关系,可以看出,组件在77 GHz 频点上的输入1 dB 压缩点约为-31 dBm。接收机灵敏度可定义为:

图15 中频输出功率随输入功率的变化关系Fig.15 The output IF power versus input RF power at 77 GHz

式中:NF 为噪声系数;BW 为解调带宽;SNR 为信噪比。设解调带宽为10 kHz,噪声系数取8 dB,检测信噪比为6 dB 时,可计算得到接收机灵敏度为-120 dBm,此时可计算接收机的动态范围为79 dB。

噪声系数测试的框图及测试场景分别如图16 和图17 所示。在噪声系数测试时,采用Y 因子法,由W波段噪声源NC5110 产生输入白噪声。由于预计链路增益会超过40 dB,为测试结果的稳定性,在链路中接入一个20 dB 的波导固定衰减器,降低链路增益。为减小接收机输入端驻波的影响,在接收机输入端口之前接W 波段隔离器。在接入待测件进行测试之前,对整个测试系统进行校准。

图16 链路噪声系数测试框图Fig.16 Schematic drawing of test setup of noise figure

图17 链路噪声系数测试Fig.17 The real test setup of noise figure

链路增益和噪声系数测试结果如图18 所示,在1～3 GHz 的频带内噪声系数低于8.6 dB,在1.5 GHz附近噪声系数约为5.8 dB。在测试中频带宽内,系统增益在39～43 dB 之间。对比实际测试结果以及表2 中的链路指标预算,可见实测结果相比理论值存在一定的衰减,这种衰减是客观存在且无法避免的,但整体测试结果符合设计预期,能够满足系统指标要求。

图18 链路增益和噪声系数测试曲线Fig.18 Measured gain and noise figure of the RF module

本文设计的辐射计射频前端系统主要参数与其他文献中辐射计前端系统对比的结果如表5 所示。相较于其他文献的方案,本文设计的系统更加简单,增益较好,噪声系数良好,系统直流功率处于中等水平,整个辐射计前端稳定性能好。

表5 本文设计的超外差式辐射计与已报道辐射计的比较Tab.5 Comparison between the super-heterodyne radiometer designed in this paper and the reported radiometers

3 结论

本文提出了一种工作于E 波段的超外差式辐射计射频前端模型,通过仿真设计各链路模块达到性能要求后,最终加工出了模型系统的实物并进行了实测,根据仿真设计的性能指标,结合芯片手册,首先对整体的系统增益和噪声系数进行了评估,评估的噪声系数为5.22 dB,增益为47.8 dB,由实测结果可知辐射计前端系统在77～79 GHz 频率范围内,接收链路的增益为(41±2) dB,在1～3 GHz 的中频带宽内噪声系数低于8.6 dB,在1.5 GHz 附近噪声系数约为5.8 dB,实现了预期设计指标。实测结果与评估结果有一定的误差,但是在容错范围之内,整个系统达到了设计要求。与已发表文献中的辐射计前端系统相比,本文设计的系统具有低成本、增益好、结构简单、灵敏度高、集成度高、直流功耗低等特点。