可变电感及其在电力电子系统中的应用研究进展

汤雨　高亚虎

摘要 可变电感的电感值变化特性使其具有柔性的滤波和谐振作用，为功率变换器的柔性调控提供了新思路。针对变换器不同运行工况，结合电感调节方法可以实现运行工况的优化，有利于电路性能提升。当前，国内外对可变电感的研究可见于谐振变换器、全桥变换器、PFC变换器、Buck变换器等，在各自应用领域带来明显效能提升，具有良好的应用价值。论文首先分析了可变电感的工作原理，根据电感值变化原理将其进行分类并根据各自的优缺点总结了其适用范围，然后依据其不同应用场合，分类梳理了可变电感在变换器中的应用和变换器对可变电感的性能要求，最后对可变电感未来的发展趋势及研究重点进行了展望。

关 键 词 可变电感;柔性;饱和磁芯;直流偏置;功率变换器

中图分类号 TM554     文献标志码 A

Recent advances in variable inductors and its application in power electronic system

TANG Yu， GAO Yahu

Abstract The variable inductor with inductance value change characteristics makes it flexible filtering and resonance， providing a new idea for the flexible regulation of power converters. For the different operating conditions of the converter， the optimization of the operating conditions can be realized in combination with the inductance adjustment method， which is conducive to improving the performance of the circuit. At present， the research on variable inductors at home and abroad can be seen in resonant converters， full-bridge converters， PFC converters， Buck converters， etc.， which bring significant efficiency improvement in their respective applications fields and have good application value. The paper first analyzes the working principle of variable inductors， classifies them according to the principle of inductance value change and summarizes their scope of applications according to their respective advantages and disadvantages， and then sorts out the application of variable inductors in converters and the performance requirements of converters for variable inductors according to their different applications， and finally looks forward to the future development trend and research focus of variable inductors.

Key words variable inductor; flexibility; saturation core; DC bias; power converter

引言

功率電路中，电感器件的主要作用是对交流信号进行隔离、滤波或与电容、电阻等组成谐振电路，电感器件按照电感值是否可变分为可变电感（Variable Inductor，VI）与固定电感。随着电力电子技术的发展，变换器的工况复杂化，例如宽增益、宽负载等，而应用场合对变换器的效率要求越来越严格。但是在变换器运行工况变化跨度较大时，固定参数下的变换器很难保持高效率运行，例如移相全桥变换器在负载变化跨度较大时因丢失软开关不能保持高效率[1];临界模式运行下固定电感的功率因数校正电路（Power Factor Correction，PFC）电路在输入电压变化较大时，开关频率也会宽范围变化，但是过高的开关频率增加损耗，过低频率会产生噪音[2];太阳电池板后级的BUCK变换器（降压式变换电路）在轻载下难以保持电感电流的连续性，断续工作模式使最大功率点追踪控制复杂化[3]。目前多数电力电子变换器只能通过开关管的通断来控制脉冲电压的占空比或者频率，特别对于谐振电路，宽增益下固定电感的LLC（Series-Parallel Resonance Circuit串并联谐振电路）谐振电路的频率变化范围较宽，难以进行磁器件的优化设计[4]，脉冲电压的占空比调节使得电路谐波含量增加，降低变换器效率，这两种控制无法使谐振变换器在宽增益下高效运行。为了实现变换器的优化运行，变换器的控制目标不再单一，而单一的开关管控制很难同时满足多个控制目标，例如双重交错的LLC谐振电路在相同开关频率下不能同时实现给定电压跟随和两路负载均衡[5]，作为高电压拓扑的LCC谐振变换器在负载变化时，不能同时实现功率控制和单位功率因数运行[6]。

在上述背景下，VI因其电感值变化特性引起科研人员的关注。近年来，随着科学技术的进步，磁性材料的发展也很迅速，科研人员基于此提出了多种VI，也将其应用于不同的电路中，以提高变换器性能。例如在注重轻载效率的移相全桥变换器中使用基于磁流变液的VI，在轻载下以较大的谐振电感值拓宽软开关范围[7]，在并联谐振电路中使用双E型类型VI控制功率流动，实现电路恒频运行[8]，在电动汽车应用的双向BUCK变换器中使用VI以在高瞬态电流下保持同样的滤波效果，相对减小电感体积[9]。

针对VI，本文综述了近年来国内外的研究现状和研究成果，首先，介绍了VI的工作原理，基于电感值变化原理的分析，将多种VI进行分类，总结其优缺点及适用场合;其次，根据VI应用场合不同，梳理了VI在变换器中的应用;最后，对VI后续研究方向和未来发展进行了展望。

1 基本工作原理

假设某个电感磁路长度为[l]，磁路截面积为[s]，并且该截面上的磁通密度是均匀的，磁通方向与磁路截面垂直，磁路的等效磁导率为[μe]（磁芯可能存在气隙，导致磁路并不均匀，此时固定磁路长度，用等效磁导率表观不均匀磁路的磁导率），绕组匝数为[N]，绕组电流为[i]，磁路磁通量为[?]，则磁路磁阻[R]为

由磁路欧姆定律可知：

电感值定义为总磁链[ψ]与绕组电流之比：

可以看到电感值与绕组匝数和磁路磁阻有关系，但是电绕组匝数很难实时改变，通过改变磁路的磁阻改变电感值更容易。磁路磁阻一般由气隙磁路磁阻和磁芯磁路磁阻串联组成，由式（1）可知，磁芯尺寸、磁导率决定着磁芯磁阻，同理气隙的尺寸也决定着气隙磁阻。最根本上是从改变磁芯尺寸、磁芯磁导率或气隙尺寸出发改变磁路磁阻进而改变电感值大小，这就是VI的工作原理。

2 可变电感分类及特点

目前存在多种VI，例如双环型VI、双E型VI、四U型VI、基于压力的VI、斜气隙VI、使用磁流变液的VI等等[10-12]，并没有一个系统的分类，因此本文首先从电感值是否可控上将VI分为可控VI和不可控VI，又从改变磁路磁阻方式的不同，将VI进行归类，具体分类如图1所示。

2.1 可控可变电感

2.1.1 直流磁通偏置类型

双环型VI、双E型VI、四U型VI和基于压力的VI均是通过控制直流磁通使磁芯饱和[10-12]，改变磁芯相对于交流磁通的等效磁导率，进而影响磁芯磁路磁阻改变电感值，因此将上述VI归类为直流磁通偏置类型。又根据产生直流磁通方式的不同，将这些VI分类为直流辅助绕组类型和永磁体类型。

2.1.1.1 直流辅助绕组类型

双环型VI、双E型VI和四U型VI均是以直流辅助绕组产生的直流磁通来控制工作绕组的电感值[10-12]，因此在本文中将这些VI归类为直流辅助绕组类型。双E型VI结构如图2a）所示[13]，工作绕组产生的交流磁通（疏虚线）分别流经左右磁臂，交链辅助绕组的总磁通近乎不变，两绕组近似解耦。由于认为交流磁通线性叠加到直流磁通上，辅助绕组的直流电流调节左右磁臂相对于交流磁通的等效磁导率。

辅助绕组类型VI只需要辅助绕组、工作绕组和常见的磁芯即可实现，成本较低;但是从线性电感的角度上看，由于交流磁通相对直流磁通不太大这种近似条件，该类型VI磁芯的磁通密度摆幅较小，磁芯利用率较低;并且辅助绕组内的直流电流会产生额外的功率损耗，所以该类VI一般用于小功率场合。

2.1.1.2 永磁体类型

直流辅助绕组类型VI的辅助绕组直流电流会产生额外的功率损耗，针对该缺点，文献[14]提出了基于压力控制的VI，如图3a）所示。该VI的直流磁通由永磁体产生，因此将该VI称为永磁体类型。该VI结构如图3a），永磁体的直流磁通分布如图3b）所示。根据逆磁致伸缩效应，圆柱形FeGa合金磁导率受施加在该材料上的压力控制，两者的详细关系如图4所示。通过控制施加在圆柱形FeGa合金上的压力控制流经EF25磁芯的直流磁通大小，进而控制电感值。

文献[14]提出用压电材料来提供压力，因为压电材料在维持固定的应力时不消耗功率，该VI在电感值稳定时，没有额外的功率损耗;但是该电感结构较为复杂，成本较高;由于也是直流偏置类型VI，磁芯利用率较低，适用小功率场合。

2.1.2 相对位移类型

文献[15]提出的VI通过永磁体移动磁流体，如图5a）所示，改变磁芯（磁流体）和线圈之间的位置距离，进而改变电感值，这种VI适用于小功率场合。大功率下由于较大磁芯质量和较强的磁场，移动磁芯需要的机械致动装置体积较大且较为昂贵。针对该缺点，文献[16]提出通过移动线圈改变电感值，因线圈相对于磁芯惯性较小，可以使用成本较低的微型伺服电机作为致动装置，电感结构如图5b）所示。两种VI的工作原理为通过改变磁芯和线圈相对位置可以改变磁路中的气隙磁路的长短和截面积，进而改变气隙磁阻，影响电感值，因此将其归类为相对位移类型。

因该VI磁芯的磁通密度摆幅接近饱和磁通密度，磁芯利用率较高，但是因电感线圈需要位移空间，包括微型伺服电机的存在，电感整体体积比较大;由于微型伺服电机成本较低，该类VI成本较低;更适用于大功率场合、对功率密度要求不高的應用。

2.2 不可控可变电感

以上内容均为可控VI的分类及不同类别的特点，以下内容为不可控VI分类及特点。不可控VI电感值随绕组电流变化时，需要引入1个等效电感值[Leff]来衡量绕组电流随电感两端电压的瞬时变化率，等效电感值推导如下：

2.2.1 不均匀气隙类型

不均匀气隙类型VI的气隙是不均匀的，文献[17]提出阶梯气隙VI，其磁芯结构如图6a）所示。文献[18]提出了斜气隙VI，其结构如图6b）所示。图7a）给出阶梯气隙VI[Leff-i]关系的一个示例。可以看到阶梯气隙电感的等效电感值随绕组电流的变化曲线并不平滑，曲线中间存在突起。为了获得线性下降的电感值，文献[18]中的斜气隙VI，图7b）为斜气隙等效电感值的典型[Leff-i]曲线，由图7b）可知斜气隙VI的[Leff-i]曲线相对于阶梯气隙VI更为线性。

通过特定的气隙形状和尺寸设计，可以得到理想的[Leff-i]曲线，但是需要对现有磁芯进行加工或者定制特定形状的磁芯才能得到特定的气隙形状，使得电感成本相对增加。由于磁芯工作在饱和状态和气隙形状的不规则，导致扩散磁通损耗增加，该类VI更适用于中低频电流场合和直流滤波。

2.2.2 整体磁芯饱和类型

斜气隙VI的电感值随着绕组电流增加而平缓下降，通过合适的气隙参数可以获得不同斜率的电感值变化曲线，但是斜气隙会引起额外的扩散磁通损耗，较容易引起电磁干扰。此时，不需要开气隙的磁粉芯电感更具优势，文献[19]中提出了用于交流滤波器的VI，其磁芯材料为磁粉芯。因整体磁芯的磁通密度逐渐进入饱和区域，将该类VI称为整体磁芯饱和类型VI，该VI结构如图8a）所示，图8b）为磁粉芯材料磁导率随磁场强度增加而逐渐减小的典型曲线，由图可知随着磁场强度增加磁导率减小较为缓慢（坐标图横坐标单位为Oe，1 Oe = 79.58 A/m）。在磁芯均匀气隙的情况下，这种磁导率曲线是实现电感值随电流增加而缓慢减小的必要条件。图9是文献[19]中VI的电感值随绕组电流变化曲线。

整体磁芯饱和类型没有斜气隙磁芯引起的电磁干扰和擴散磁通损耗，电感磁芯结构也比较简单，但是整体磁芯饱和类型VI的工作原理是随着绕组电流增大，整体磁芯磁通密度进入饱和区域以减小电感值，如果整体磁芯双向磁化导致的磁滞损耗也会相对较高，该类VI更适用于直流滤波场合。

2.2.3 局部磁芯饱和类型

上部分为整体磁芯饱和类型，在电感值随绕组电流平缓减小时，对磁芯的磁特性要求比较严格，而且由于需要整体磁芯进入饱和，该类型VI不适用于双向磁化的高频电路。文献[20]提出了使用磁流变液的VI，因局部磁芯的磁通密度进入饱和状态，称为局部磁芯饱和类型VI。

该电感的磁芯结构和尺寸如图10所示，磁流变液替代气隙的位置，在磁通密度增加的时候，磁流变液先于磁芯饱和，充当气隙，减小电感值。图11a）磁流变液与空气的B-H曲线，文献将磁流变液填充气隙前后2个电感的L-i曲线进行了对比，如图11b）所示。文献[21]提出类似原理的局部磁芯饱和类型VI，提出使用低磁导率材料填充气隙，通过设计气隙的大小和选择不同的低磁导率材料灵活设计电感值-电流曲线。

局部磁芯饱和类型VI通过局部小区域磁芯磁通密度进入饱和区域，降低磁导率，以减小电感值。相对于整体磁芯饱和类型减小了磁芯损耗，相对于不均匀气隙VI减小了磁通的边缘效应。磁芯结构相对复杂，相对整体饱和电感成本较高，但是该类型VI可适用于高频电路。

3 可变电感应用

电感在变换器中起滤波或谐振作用，在其参数固定时，其滤波或谐振作用也是固定的，但是随着变换器运行工况变化跨度的增加，其滤波作用或谐振作用很难满足变换器的性能要求;或者单一的开关管控制无法进一步优化变换器的性能，特别是谐振变换器变频问题或多重电路的负载均衡问题。由于VI的电感值随电感电流被动变化的特性，能够让变换器具有一定程度的柔性，应对更复杂的运行工况，或者基于可控VI电感值主动可控的特性，进一步优化变换器的运行。基于VI应用场合的不同将VI应用进行分类，如下图所示。

3.1 PWM （Pulse Width Modulation，PWM）变换器

在PWM电路中，电感用来调整电流波形，起着滤波作用。由式（5）可知电感值与开关频率、电流纹波、电压幅值之间存在密切关系，当电压、频率固定时，电感与电流纹波成反比关系，当电压、电流纹波固定时，电感与频率成反比关系。

在实现太阳能电池板最大功率点追踪功能的BUCK变换器中，电路如图13a）所示。电路在电感电流连续模式下实现最大功率点跟踪，由于日照情况变化，电路存在轻载运行，当电感值较小时，轻载下电感电流不再连续，不能实现最大功率点跟踪。在电感电流连续的要求下，轻载电流较小时，需要电感值较大。

文献[3]介绍了一种整体磁芯饱和类型电感，在电流较小时，可变电感磁芯退饱和，电感值增大，增加轻载下电流连续工作模式范围，有利于实现太阳能电池板轻载下的最大功率点追踪控制，并且该电感与轻载下同样具有滤波效果的固定值电感相比体积较小。

用于电动汽车的双向DC-DC PWM变换器对功率密度有很高的要求，电路如图13b）所示，电动汽车在加速和再生制动期间会产生很高的瞬态电流，在高瞬态电流下设计电感将导致电感体积较大，降低变换器功率密度，在正常工作电流下，高瞬态电流会导致磁芯饱和，电感值下降，导致滤波性能变差。

文献[9]提出在该变换器内使用双环类型的可控VI，在高于额定电流时，通过直流电流产生的直流磁通对磁芯退饱和以提高电感值，降低了电流纹波，提高电感的电流处理能力，相对减小了电感体积，提高变换器的功率密度。但是该电感具有直流辅助绕组类型VI的共性问题，辅助绕组与工作绕组之间会有功率耦合，该功率耦合影响控制电路的设计和电感值的精确控制，增加VI本身的损耗。文献[9]进行了双环VI辅助绕组的控制电路设计，并测量了电感值阶跃变化的响应时间，以BUCK电路为控制电路拓扑，电感值阶跃下降的响应时间接近10 ms，由于没有反向电压其阶跃上升的时间大概为40 ms，该响应时间远大于开关管微秒级的响应时间。

移相全桥软开关PWM变换器（Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter，FB-ZVS-PWM Converter）是通过谐振电感对开关器件的寄生电容进行放电来实现开关管零电压导通，电路如图13c）所示。对于某些强调轻载效率的应用，该变换器需要较大的谐振电感以确保轻载下的零电压导通，但是较大的谐振电感会导致重载下变换器较大的功率回流，占空比丢失问题，即移相全桥电路轻载下需要的电感值较大实现软开关，重载下需要的电感值较小，减轻循环能量和占空比丢失。

文献[22-25]利用饱和电感（不可控VI）可以在不增加环流能量的情况下以更宽的负载范围实现零电压导通。文献[26]提出新类型不可控VI用于移FB-ZVS-PWM变换器，该VI是将磁流变液充满气隙，在轻载下增大电感值，拓宽软开关范围，而且重载下电感更快进入饱和区域以降低电感值，减小循环能量。

3.2 功率因数校正变换器

临界导通模式运行的PFC电路（Power Factor Correction Converter，PFC）其开关频率在半周期内变化范围较大，输入电压的变化，开关管频率变化范围会进一步增大，不利于EMI（Electromagnetic Interference，EMI）滤波器设计，由于输入电容引起的相位超前输入电流降低了功率因数。

文献[2]将双E型类型电感用于临界导通模式运行的功率因数校正电路中，电路如图14所示，该文献推导了交流输入电压有效值与PFC电路半周期内最高和最低开关频率的关系，通过检测输入交流电压的有效值，来判断开关频率是否过高或过低，电感值是否需要调整。由式（5）可知当电感值增大且电流纹波和电压固定时，频率会降低。利用此原理在开关频率过高时，增大電感值以降低频率，减小开关的关断损耗，在开关频率小于可听频率时，减小电感值以增大开关频率，减小噪音。

文献[21]提出新类型的不可控VI用于临界导通模式运行的PFC电路中，电感值随电流增大而减小。当电流较小时，增大的电感值减小了开关频率，电流较大时，结果相反。基于此原理，不可控VI减小了半周期内PFC电路开关频率的变化范围。非线性电感值导致临界模式运行的PFC电路电感电流不是规则锯齿波，其等效电流的计算将会复杂化。

文献[27]提出了使用双E型可控VI产生滞后电流来实现电流相位补偿。该电路在半周期末端，在电压和频率不变的情况下，减小电感值，锯齿波电流会增大，等效电流增加，产生滞后电流提高了功率因数。

3.3 电子镇流器

磁控方法可以实现电子镇流器的完整控制，如荧光灯的软启动和调光等功能，保持开关频率恒定并且不需要使用功率变换器的其他控制参数（例如输入电压或占空比），只需要直流电流控制。除了保持恒定频率的重要优势之外，与其他控制方法相比，该方法还具有隔离、线性控制和更高的效率等优势，但是由于电感值变化范围有限，限制了荧光灯的调光范围。

文献[28]将双E型可控VI应用于电子镇流器以实现调光功能，电路如图15a）所示，并将该类电子镇流器称为磁控电子镇流器。文献[29]研究了用于给T5荧光灯供电的磁控电子镇流器，并探索了双E型磁芯结构和四U型磁芯结构VI的优缺点，电路如图15a）所示。

文献[30]提出了一种高功率因数可调光的自激电子镇流器，该镇流器包含PFC功率级和直流谐振变换器功率级，电路如图15b）所示，在该镇流器中通过控制VI的电感值来控制荧光灯的功率以实现调光功能。VI有2种放置位置，第1种位置，将VI放置在串联谐振中;第2种位置，将VI放置在PFC功率级。在整个调光范围内，这两种方法均具有很宽的线性调光范围、高效率和高功率因数。

3.4 谐振变换器

谐振变换器因其可以软开关运行，可以在保持电路高效率的同时实现其高频化以提高功率密度，但是在谐振类变换器中，主要问题之一是开关频率随增益和负载变化，这不利于EMI滤波器和变换器磁器件的优化设计。使用相移控制的全桥拓扑可以实现变换器的恒定频率运行，但是该解决方案需要额外的开关器件和控制电路，这会增加变换器的成本。另一方面，相移的操作导致方波电压的谐波含量增加，这降低了变换器的效率。通过结合谐振变换器和可控VI的优点，在谐振电路中利用可控VI代替谐振电感，调整谐振腔中谐振电感值的大小，来控制谐振变换器的输出电压，实现谐振变换器的恒频运行[31]，诸多文献对此进行了研究。

文献[32-33]将双E型可控VI代替DC-DC并联谐振变换器中的谐振电感，电路如图16a）所示，通过改变电感值控制输出电压以实现恒频运行。文献[4]探究了基于双E型可控VI控制的LLC谐振变换器作为电池充电拓扑的可能性，电路如图16b）所示，通过控制电感值来控制恒流或恒压充电过程。文献[34]分析了基于双E型可控VI控制的LLC谐振电路作为太阳能电池板后级直流变换拓扑的可能性，通过改变谐振电感值来调节变换器的输入阻抗，使其与太阳能电池板的输出阻抗匹配，进行最大功率点跟踪。该类拓扑可以在恒定的开关频率下运行，从而在EMC（电磁兼容性）和高功率密度方面具有优势。但是由于双E型电感的电感值变化范围有限，不能实现LLC谐振电路的宽增益运行。

文献[35]在LLC谐振变换器中使用双E型可控VI并将该变换器用于LED驱动，电路如图16b）所示，但是与之前的变换器不同的是输出的LED电流作为直流偏置电流流经VI的辅助绕组，以影响电感值，直接实现输出反馈，不需要额外的控制电路。在额定LED电流下，电感值最小，LED电流减小时，电感值增加。该变换器采用频率控制负载功率，VI的存在使得小范围的频率变化就可以得到较宽的调光范围。

近年来，无线功率传输技术由于其高度的灵活性和用户友好度而受到关注。由于宽气隙低耦合的变压器参数并不固定，会导致高Q多重谐振变换器无功循环电流增加，失去软开关的工作条件，电路如图16c）所示。文献[36]提出线圈与磁芯相对位移类型电感用于该变换器中，通过改变磁芯和线圈的相对位置，改变电感值，以减小循环电流和实现软开关工作状态。

高压电源在某些应用中，输出负载变化范围很大。文献[6]选用LCC谐振变换器作为高压电源拓扑，并将VI作为谐振电感，电路如图16d）所示，通过相移方法控制电源电压，通过使用双E型的可控VI实现电流相位调整，保持变换器的最大功率因数，提高变换器效率。

多重交错谐振电路可以减小电流纹波，适用于低压高电流应用，但是双重交错的谐振变换器以相同的开关频率工作时，对应谐振器件参数的微小不同会导致负载电流失衡，电路如图16e）所示。文献[5]利用双E型的可控VI作为谐振电感，通过控制电感值达到负载均衡，實现多重交错谐振电路的低纹波输出电压和低纹波输入电流的优点。

3.5 LED驱动

LED灯在发热时，其正向电压会降低，导致其电流就增大，进一步导致发热，形成正反馈，因此，必须控制流过LED的电流来消除正反馈。此外，LED的发光强度与其电流成正比，因此保持发光的均匀性也需要进行电流控制。

文献[37]提出了一种高鲁棒性、低成本、多输出和直流反馈的谐振开关电容拓扑（RSCT）用于LED驱动，电路如图17a）所示，通过控制双E型可控VI控制LED电流的平均值，以实现其调光功能，控制方法简单经济。文献[38]提出了一种新颖LED驱动拓扑，提出的驱动仅需要串联电感、电容和变压器作为主要组件，即可从半桥逆变驱动LED，电路如图17b）所示，并且通过引入VI作为串联电感，可以独立于其他参数来控制LED电流。文献[39]介绍了一种用于OLED驱动的单向谐振开关电容升压变换器，电路如图17c）所示。该变换器将VI与开关电容串联，以控制OLED电流，调节亮度。

文献[40-41]提出多阵列LED电流均衡技术，电路如图17d）所示。通过改变双E型可控VI的电感值来控制LED电流，该方法可以独立控制每个LED支路的电流，允许变换器以恒定的频率和占空比工作。

3.6 其他应用场合

3.6.1 不可控整流

不可控整流电路中包含一个缓冲电容，以减少输出电压纹波并增加直流电源的保持时间，电路如图18a）所示，但是该电容使交流输入电流存在高峰值脉冲，使输入电流波形奇次谐波含量增加，输入功率因数较差。可以通过添加滤波电感器来实现无源功率因数校正，但是设计滤波器电感须考虑到整个功率范围，这将导致滤波电感体积较大。文献[18]提出了一种斜气隙不可控VI，其电感值随电流增加而减小，以较少的谐波含量为代价，减小了滤波电感的体积。

3.6.2 并网逆变

在微电网和再生能源之间的电压源逆变器中需使用三相LCL滤波器，电路如图18b）所示，传统设计中大多采用定值电感，以在额定功率下实现低电流谐波。但是，由于可再生能源的间歇性，变换器有时须在轻载条件下运行，会导致滤波器滤波性能变差。文献[19]提出了一种不可控VI，与额定电流下的电感值相比，低电流下的电感值是额定电流下的3倍，在保持额定负载下滤波性能的同时，减少了轻载条件下的电流谐波。

3.6.3 交错升压直流变换器

文献[42]提出了一种交错式高增益零电压开关变换器，电路如图19所示，推导出的电压增益比与电路电感值有关，因此用双E型可控VI替代该电感，利用VI调节输出电压，实现固定频率和占空比运行，从而在EMC（电磁兼容性）和高功率密度方面具有优势。

4 结论

VI因其电感值可调特性，为变换器的优化运行带来更多的调控范围，从而可实现不同工况下的变换器优化运行和设计。当前研究对VI在不同功率变换场合下的应用开展了详细研究，后续需要从以下几个方面进一步提升性能，以满足实际应用需求：1）围绕提高控制电路的效率，永磁体和直流绕组混合偏置励磁，研究利用超导材料等，降低可控VI控制侧的功率损耗;2）研究磁通正交解耦，降低控制侧与主功率侧的能量耦合，尽量避免或减轻控制侧与主功率侧的能量耦合;3）围绕着VI磁路结构优化，研究利用新型磁材料，拓宽电感值变化范围;4）结合VI应用的新型功率变换拓扑及其控制策略。

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收稿日期：2020-06-18

基金项目：河北省高校百名优秀创新人才支持计划（SLRC2019025）。

第一作者：汤雨（1980—），男，教授，2018040@hebut.edu.cn。