一种高速轨到轨输出差分放大器设计

范国亮,黄治华,何峥嵘,徐佳丽

(中国电子科技集团公司第二十四研究所,重庆 400060)

目前,电子系统对功耗和电源电压的要求越来越苛刻,尤其是消费电子、可穿戴设备、生物电子等普遍采用电池供电的领域。作为系统中连接ADC 和DAC 数据转换器等高速模块的关键元件,差分放大器的性能产生极大影响[1-3]。功耗的降低意味电流消耗的减小,这会导致速度(压摆率和带宽)和驱动能力的降低;电源电压的降低直接导致放大器可用或可处理信号幅度的降低,这会引起数据转换器信噪比降低,进而降低分辨率,影响系统性能。尽管采用传统的差分放大器可以在一定程度改善以上出现的问题,但是随着供电进入5 V 甚至3.3 V 等更低的范围,传统的差分放大器已经不能满足要求,需要性能更强的差分放大器解决低压低功耗条件下驱动数据转换器的问题[1-3]。

朱樟明和Stocksatd 等[4-5]基于CMOS 衬底驱动技术实现了差分放大器的轨到轨输出,但是直流开环增益只有52 dB,单位增益带宽只有2.5 MHz,严重限制了高精度和高速应用。Michael 等[6]基于自偏置技术把差分输出放大器的增益和带宽分别提高到71 dB 和35 MHz[6],指标改善极其有限,且无法实现轨到轨输出,采用开关技术进行共模控制也增加了电路的复杂度和噪声。Timo 等[7-13]采用深亚微米或异质结工艺,将带宽拓展到GHz 以上,但是普遍存在工艺复杂、成本极高、精度差、压摆率低、输出摆幅小等问题。

针对上述问题,本文基于自主高速互补双极工艺,提出了一种新型的具有轨到轨输出的高速差分放大器,采用Class AB(AB 类推挽)共射放大输出级实现接近轨到轨输出和大输出驱动能力,连续共模反馈结构确定直流共模电平,多级放大结构实现100 dB 高增益,嵌套式密勒(Nested Miller)补偿的方式进行频率补偿[14-15],实测带宽和压摆率分别达到400 MHz 和1300 V/μs,从而在低压低功耗条件下实现差分放大器轨到轨输出和高速度,为保持和改善数据转换器以及整体系统的性能奠定了基础。

1 差分输出放大器的电路结构与设计

1.1 整体电路结构

图1 是本文提出的差分输出放大器结构框图。整个电路主要由四部分组成: 输入级、求和电路、输出级和共模反馈电路。输入级是一个H 桥结构的差分输入输出结构的放大电路,实现差分输入电压到电流的转换,其详细原理将在1.2 小节论述。求和电路本质上是一个带射极反馈电阻的共射极放大电路,其详细原理将在1.3 小节论述。输出级由一个H 桥结构放大电路和Class AB 型输出放大结构共同组成,二者结合可以提供更优的增益、速度和驱动能力,但是难点在于频率补偿和Class AB 结构静态电流的控制,详细原理将在1.4 小节论述。由于整个信号通路是差分形式,共模反馈电路必不可少,它设定了每一级电路的输出直流共模电平,保证其工作在放大区。共模反馈原理将在1.5 节论述。

图1 差分输出放大器结构框图Fig.1 Building blocks of differential output amplifier

另外,为各个支路提供电流的偏置电路是一个典型的PTAT 电流源[1-2],PTAT 电流源结构比较简单,在多个文献中都有分析,其详细原理此处不再赘述。

图1 中的RF和RG是设置闭环增益的外围电阻,用于设定放大倍数,其值为:

1.2 H 桥电路

H 桥电路由于其结构酷似英文字母“H” 而得名,如图2 所示。

图2 H 桥式结构Fig.2 “H” bridge structure

该电路对称性极强,Q1～Q8和R0构成了H 桥结构的核心,Q1～Q4是射极跟随器,对输入信号进行缓冲,同时设定了Q5～Q8的静态电流。Q5～Q8对输入信号进一步缓冲。假设NPN 管和PNP 管的Vbe相等,最终输入信号施加在电阻R0上,产生如式(2)所示的电流:

跨导为:

小信号增益为:

电流I会随着差分输入信号的增加而增大,输入信号的快速变化会迅速转化为对应电流,寄生节点可以较大的电流进行充放电,这意味H 桥结构的速度非常快,即压摆率很大。与传统的差分对只能以固定电流对容性节点充放电相比,这是H 桥结构的一大优势。

较大的R0会减小电流,降低跨导,进而降低电路速度和增益,但是电路稳定性会提高。所以需要结合后级电路,选择合适的R0,以达到速度和稳定性的折中。

1.3 求和电路

求和电路如图3 所示。H 桥结构的输出电压经Q9～Q10缓冲后,由Q13～Q16进行放大。Q13～Q16是带射极反馈电阻/电容的共射极放大电路。

图3 求和电路Fig.3 Summing circuit

求和电路的小信号跨导为:

式中:gm13～16是Q13～Q16的跨导;C是与Q13～Q16发射极电阻并联的电容;R11～R14的存在主要是为了便于接收共模反馈信号以控制VOP和VON的直流电平。但是发射极电阻会减小跨导,降低增益。随着频率逐渐升高,发射极电阻的并联电容C能够改善跨导的减小,跨导由低频下的恢复为高频下的一定程度上改善了增益的降低。

另外,公式(5)引入了一个零极点,且零点远低于极点。选择合适的RC,零点可以抵消VOP和VON处的寄生极点最终求和电路只有一个高频极点带宽得到明显拓展。

1.4 输出结构

输出级如图4(a)所示。输出级是一个两级放大器,Q17～Q24和RB再次组成H 桥结构,负载从输入级的电阻变成了此处的电流镜负载。Q29和Q30分别是PNP 和NPN 共射极放大器,二者的集电极连接在一起,构成输出级的一端。该结构在轨到轨输出放大器结构中十分常见,难点在于输出级静态电流的控制。

图4(b)是一种用于控制Class AB 输出级的电路。所有的P 管和N 管分别构成一个环路,假设Q31和Q32流过的电流相等且均为Ia,可得如下等式:

图4 (a)输出级;(b)Class AB 静态电流控制Fig.4 (a)Output stage;(b) The control of quiescent current of Class AB circuit

从式(8)和(9),可以看出,输出晶体管Q29和Q30静态电流可以通过电流源Ia和晶体管面积得到精确控制。另外,Q17～Q24组成的H 桥结构可以为Q29和Q30提供较大的且快速变化的驱动电流,经由Q29和Q30的AB 类工作进一步放大,可以实现大电流驱动能力和轨到轨输出摆幅。

1.5 共模反馈电路

共模反馈电路用于设定差分放大级的直流共模输出电平,保证放大器可以工作在有源放大状态。在设计共模反馈环路的时候,需要考虑以下几个方面:(1)共模反馈环路的直流增益要尽可能大;(2)共模反馈环路的带宽要尽可能大,最好能和差分通路接近;(3)共模反馈环路的相位裕度也必须达到一定要求,比如45°以上的相位裕度。

图5 所示的共模反馈电路与输入级非常类似,负载电阻R17～R24分别与输入级和求和电路连接(A～H 节点),后续的信号通路与差分信号一致。输出共模信号采用简单的大电阻采样。对于A～D 节点,整个共模反馈环路由求和电路、输出级与共模反馈电路构成,对于E～H 节点,整个共模反馈环路由输出级与共模反馈电路构成。差分和共模信号路径十分接近,增益接近,调整补偿电容和电阻Rc以调整共模反馈环路的稳定性,可以实现高速、宽带、稳定的共模反馈环路。

图5 共模反馈电路Fig.5 Common mode feedback circuit

1.6 频率补偿

输入级、求和电路和输出级(两级放大)实际上构成了四级放大结构。输入级增益较小(8 dB 左右),寄生极点较高,远远超过整个放大器-3 dB 带宽以外,可以忽略输入级对频率特性的影响。所以需要对一个三级放大结构进行频率补偿,否则无法保证闭环工作稳定。三级放大器的频率补偿常用的是嵌套式密勒补偿(Nested Miller Compensation)[14-15],该补偿方式在多个教科书和文献中已经详细论述,此处只给出结论。

假设补偿后的传输函数是三阶Butterworth 频率响应,则单位增益带宽近似为:

式中:wo是单位增益带宽;Gm1是输入级的跨导;C1是跨接整个输出级的频率补偿电容。

2 仿真、版图与测试

2.1 仿真

本文提出的放大器基于自主高速互补双极工艺设计,利用Spectre 仿真器对电路进行了仿真验证。如图1 所示,采用外部电阻RF和RG是设置闭环增益的。

图6 给出了增益的幅频特性的仿真曲线,图7 给出了大信号瞬态响应的仿真曲线。

图6 闭环频率响应Fig.6 Closed loop frequency response

图7 大信号瞬态响应Fig.7 Large signal transient response

如图6 所示,当RF=RG=200 Ω,即闭环增益为1时,仿真闭环-3 dB 带宽约520 MHz,200 MHz 处有增益尖峰,但是幅度仅为0.1 dB 左右。

如图7 所示,当RF=RG=200 Ω,即闭环增益为1时,虚线代表输入电压,实线代表输出电压,输入信号幅度±1 V,脉冲宽度10 ns,可以看出压摆率SR+≈SR-=1500 V/μs。输出波形约有20%以内的过冲,增加C1可以减小过冲,但是也会使得带宽减小。

2.2 版图

图8 是放大器的整体版图。

图8 放大器的整体版图Fig.8 The overall layout of amplifier

2.3 测试结果

对本文提出的放大器进行流片,实测结果如表1所示。表 中Icc、IIB、IIO、VOS、Av、BW、SR、ISC、SWING 分别表示电源电流、输入偏置电流、输入失调电流、输入失调电压、增益、带宽、压摆率、输出短路电流和输出摆幅。

表1 测试结果(Vs=5 V,25 ℃)Tab.1 Test results(Vs=5 V,25 ℃)

从测试结果可以看出,AD8138 的电源电流和本文提出的电路比较接近,但是-3 dB 带宽和压摆率小于本文提出的电路,单端输出幅度只有1～3.9 V。AD8137 采用了某种形式的大摆幅输出结构,输出幅度有所改善,达到0.45～4.55 V,但是依然比本文提出的电路低0.5 V 左右,-3 dB 带宽和压摆率分别只有75 MHz 和450 V/μs。与AD8138 和AD8137 相比[16-17],本文提出的电路实现了0.5 mV 的输入失调电压,-3 dB 带宽达到400 MHz,压摆率达到1300 V/μs,单端输出摆幅达到0.2～4.8 V,速度和输出幅度性能非常优越。

3 结论

本文设计了一款基于高速互补双极工艺的高速宽带轨到轨输出差分放大器,有效克服了低压下传统差分放大器输出摆幅、速度和驱动能力严重降低的问题。利用Spectre 仿真器对电路进行了仿真验证,并进行了流片。测试结果表明,在单5 V 工作的情况下,提出的差分输出放大器低频开环增益达到100 dB,输入失调电压为0.5 mV,单端输出幅度为0.2～4.8 V,-3 dB 带宽和压摆率分别达到400 MHz 和1300 V/μs。通过电路结构设计和分析,理论上说明了轨到轨全差分输出的可行性,对高速ADC 驱动、线缆驱动等需要高速差分信号的领域,轨到轨的宽输出摆幅可以大大改善系统的信噪比等关键性能指标,对于推动宽带大摆幅高速差分放大器的进一步研究及应用具有十分重要的意义。