一种基于变容管偏置的温度补偿LC振荡器

张 麒, 尹勇生, 许江超, 孟 煦

(1.合肥工业大学 微电子设计研究所,安徽 合肥 230601; 2.合肥工业大学 教育部IC设计网上合作研究中心,安徽 合肥 230601)

频率源的研究与设计是近现代电子领域的重点,其为相关电子系统提供高度稳定和准确的参考时钟信号,在数据传输过程中数字信号发送器和接收器同步。因此频率源的信号质量直接影响或决定了雷达、导航、通讯、仪表或大规模数字电路的性能。

得益于良好的频率稳定性,片外晶体振荡器(crystal oscillator,XO)几乎是过去几十年中的不二之选[1]。芯片会从外部获得准确的、不随电源电压和环境温度变化的频率信号,在片内进一步通过锁相环(phase locked loop,PLL)、延迟锁定环(delay locked loop,DLL)产生所需的高频频率信号或多相位频率信号。然而,片外元器件的使用会大大提升系统整体的成本。

随着工艺的发展和电路技术的进步,越来越多的电子元器件被集成至芯片之内,晶体振荡器逐渐成为全片上设计的最后障碍。在CMOS工艺中直接集成晶振方案对光刻等加工工艺有着极高的技术壁垒,也大大延长了制造周期。

近年来,设计低温漂的全片上振荡器已经逐渐成为工业界和学术界的共同热门研究课题[2-6],其中RC振荡器和LC振荡器均是良好的备选方案。RC振荡器的芯片面积极小、功耗较低,相比LC振荡器更加受到好评。但是,片上电阻温度灵敏度较高,在温度范围内的频率稳定性较差,其温漂引起的总频率误差为1%～5%[3],进一步提升对温度免疫能力需要使用复杂的补偿和校准技术。然而LC振荡器中电感受温度影响较小,其一阶温度系数fTC可能仅在-100×10-6℃-1的量级。考虑到LC振荡器的相位噪声性能亦远优于RC振荡器,其占用芯片面积较大的缺点是完全可承受的。

本文设计一款基于LC振荡器的低温漂片上振荡器,通过随温度变化改变可变电容的偏置电压,进而弥补LC振荡频率随温度的变化。本文介绍LC振荡器的基本原理,分析温度变化对振荡频率的影响及LC振荡器中的温度补偿方式,提出本文使用的补偿方式,对关键电路模块进行分析;最后由仿真结果得出结论。

1 温度对振荡频率的影响

在理想情况下,LC谐振腔的本振频率的计算公式为:

(1)

其中:L为谐振腔中的储能电感;C为储能电容。

由于制造工艺方面的限制,零损耗的无限质量因数Q理想电感实际上是不存在的。实际的LC谐振腔分别用RL、RC表示电感金属电阻损耗和电容内的寄生损耗,电路结构如图1所示。

其总阻抗的公式为:

(2)

由巴克豪森判据可知,实际的振荡频率应是在相移∠Ztank为0的频率点,解得考虑损耗后的实际振荡频率为:

(3)

在几个吉赫兹的频段,电感的损耗显著大于电容的损耗,因此式(3)可近似为:

(4)

图2 谐振腔振荡频率和电感的损耗电阻随温度变化趋势

2 LC振荡器中的温度补偿方式

2.1 阻抗相位的零温度工作点

式(2)中阻抗Ztank(s)的相位∠Ztank随频率变化的特性如图3所示。从图3可以看出,存在一个非零的相位θNULL,不同温度情况下的∠Ztank-f曲线交汇于此。因此,如果令振荡器工作在该非零相位处,那么振荡器的温漂特性可以被大大改善。

图3 不同温度下LC谐振腔阻抗的相位-频率特性

在文献[6]的电路结构中添加一个环路相位为-θNULL的相位偏移模块。这样,只有当谐振腔的阻抗处于相位为θNULL的情况时,整个振荡器才满足巴克豪森标准。

最后所产生的频率偏差如图4所示,为数十个10-6单位量,这比传统LC振荡器至少能提高十几倍。

图4 传统振荡器和自补偿振荡器的频率偏差比较

然而,在振荡器中引入准确的θNULL是十分具有挑战性的。用于引起相移的注入电流可能会恶化噪声性能;文献[6]中的正交振荡器结构虽然可达到相位偏移的目的,但内含2个LC谐振腔结构会导致芯片面积的大幅度增加。

2.2 反向调节可变电容偏置的温度补偿方案

本文使用的方式是针对温度对电压的影响,设法控制电压的温度系数,并利用可变电容的电容-电压特性侧面衬托电容的电容-温度特性,与电感的温度系数相互抵消,以达到稳定振荡频率的目的。

由式(4)可得,为了稳定整个谐振腔的温度系数,以得到不受温度影响的高精度振荡频率,可在谐振腔内添加可变电容器,利用可变电容器的负温度系数部分与电感的正温度系数部分相互抵消,在温度变化时达到动态平衡。加入可变电容后,式(4)可改为:

(5)

其中,Ctot=Cf+CV[Vctrl(t)],Cf为谐振腔中固定电容和寄生电容之和,CV为可变电容,Vctrl(t)为温度相关线性电压。

对f1进行关于温度的求导:

(6)

令式(6)的结果为0,可得:

(7)

3 关键电路设计模块

3.1 振荡器核心电路

系统核心的振荡器电路的原理结构如图5所示。

图5 振荡器电路的原理结构

图6 可变电容CV-Vctrl特性和

为了保留对振荡频率校准的能力,所设计的LC振荡器额外增加了4 bit的开关电容,如图7所示。

图7 开关电容阵列的差分开关

当图7a内的3个MOS管导通后,中间的MS3管可看作是2个电阻RSW3/2分别与两边MOS管代表的电阻RSW1和RSW2并联在一起,与电容串联的总电阻就会减小,从而提高开关的品质因数,减小对振荡器品质因数的影响。

3.2 偏置产生模块

一方面,由前文的讨论可知,Vctrl应为一正温度系数电压;另一方面,根据文献[7]内讨论的格罗什科夫斯基(Groszkowski)效应可知,因为电容在高频时呈现比电感低得多的阻抗,会吸收电流内大部分的频谱成分,所以偏置电流中的高次谐波含量会导致电感和电容之间的功率不平衡,电流的增加会导致LC振荡器的振荡频率降低,仿真结果如图8所示。

图8 偏置电流对振荡频率的影响

因此,振荡器需要一个不会随温度变化的稳定偏置电流。

为了得到不随温度变化的稳定偏置电流,本文设计的偏置模块如图9所示。其中,由于运放A1的作用,X、Y两处的电压关系为VX≈VY≈|VBE1|,得到流经M1的电流I1大小为ΔVBE/R1,即VTln 3/R1∝T,因此I1为一个正温度系数电流。

图9 电路的偏置电流模块

此外,在A2的作用下,有VM≈VN≈|VBE3|,得出流经M2的电流为|VBE|/R2,即I2为一个负温度系数电流。最后,由I1、I2的线性组合可以得到零温度系数的偏置电流Ibias,用以偏置振荡器的核心电路,避免前文提及的Groszkowski效应。

不同工艺角下的偏置电流基本不随温度的变化而变化,如图10所示。

图10 不同工艺角下偏置电流的仿真结果

同时,正温度系数的电流I1经过拷贝和放大后,会用于驱动3个可选电阻器组中的一个,如图11所示。

图11 可变电容控制电压调整模块

其中,3个电阻器组的总电阻各是由2个分别拥有正温度系数和负温度系数的电阻线性组合而成,具有相同的大小,但具有不同的温度系数,这取决于组中电阻器的类型。

在振荡器的输出处级联了可编程分频器,用于将LC振荡器较高的振荡频率进行分频,得到30 MHz左右的常用参考源频率。

4 仿真结果

本文在SMIC 180 nm CMOS工艺下完成设计,并在cadence spectre下完成了后仿真。本文设计的版图如图12所示,芯片面积为0.24 mm2。仿真显示,在27 ℃时,振荡频率约为2.4 GHz,功耗为7.12 mW。

图的计算结果和仿真结果

振荡器分频前和分频后的相位噪声的仿真结果如图14所示。从图14可以看出,在1 MHz频偏处的相位噪声为-120.586 8 dBc/Hz,对应情况下的振荡器品质因数(figure of merit,FOM)为179.67 dBc/Hz。

图14 振荡器分频前和分频后的相位噪声仿真结果

由仿真结果不难看出,分频电路进一步提升了所产生频率信号的相位噪声性能,最后得到的30 MHz频率信号在10 kHz频偏处的相位噪声可达到为-112.923 0 dBc/Hz,对应的FOM的大小为173.94 dBc/Hz。

不同工艺角下的振荡器频率随温度的变化如图15所示。

图15 不同工艺角下振荡器频率随温度的变化

在最差情况下,本文设计达到了8.68×10-6℃-1的温漂特性,验证了技术方案的有效性。将本文研究结果与其他研究结果进行对比,见表1所列。

表1 本文与相关文献结果的对比

从表1可以看出,文献[2]中的RC结构尽管需要的功耗非常小,但在高频性能和温度补偿性能2个方面远不如本文的LC结构;另外,与文献[9]的LC结构进行比较,温度补偿性能较差,但功耗的需求量得到降低,且振荡器品质因数的差距不是非常大,因此本文设计的LC振荡器能够满足相关系统的要求。

5 结 论

本文设计了一款具备频率漂移补偿技术的LC振荡器,用以替代片外晶体振荡器。本设计利用温度对控制电压的影响改变偏置变容管的特性,使整个振荡器的温度系数为0,从而减少振荡器频率输出的温度漂移效应。后仿真结果显示,本文所提出的方案切实有效,达到了较优的温漂特性和优越的噪声性能。