一种高功率因数宽电压范围输出的AC-DC电源设计

罗 俊， 蒋 军

(陕西理工大学 电气工程学院， 陕西 汉中 723000)

近年来，AC-DC电源在军事、工业、生活及高新技术领域的应用日趋广泛，而现有的AC-DC电源在应用过程中存在一些不足之处。例如只能输出几个特定的输出电压值，如15VDC/12VDC/5VDC，适用负载范围有限[1]；而且电源侧含有直流整流、电容滤波等非线性负载，这些非线性负载电流中含有高次谐波，会使得电网输电线路损耗增加，浪费大量电能，影响邻近用电设备正常工作[2-6]。针对以上问题，设计了一款高功率因数宽电压范围输出电源。该电源为两级结构级联，前级是有源功率因数校正电路APFC(active power factor correction)，功能是对输入交流电功率因数进行校正，减小谐波污染电网，提高功率因数，为后级提供稳定直流电压[7]；后级采用Buck-Boost变换器，利用Buck-Boost变换器升/降压特性，拓宽电压输出范围，从而为负载提供高功率因数且宽电压输出的电源。

1 AC-DC电源的电路结构

1.1 主电路结构

本文采用的电源结构如图1所示。图中电源Vin接入正弦交流电压,输入正弦交流电流Iin，4个二极管组成的不可控整流桥输出端电压Vd1为全波整流波形，L为储能电感，开关管(场效应管)VT工作在高频PWM开关状态，VD为续流二极管，Ci、Co为滤波电容，R0为电感电流采样电阻，R1、R2为Vd1的分压电阻，R3、R4是经过Boost变换器的输出电压Vd2的分压电阻。

图1 电源电路结构图

虚线框①为Boost APFC电路的控制部分，控制电路实际是由一个电流环和一个电压环组成的双环反馈控制。虚线框②是Boost APFC电路，主电路拓扑是Boost直流变换器。Boost APFC电路目的是实现输入侧电流Iin正弦化，且与输入电压Vin同相位，从而减少整流桥以及电容滤波等非线性负载产生的高次谐波，减小电压基波与电流基波移相角，提高功率因数。Boost APFC电路不仅可以提高功率因数，而且其电压控制环可以稳定输出电压Vd2，从而为后级DC/DC变换器提供稳定直流电压。

为了满足不同电压等级负载的需求，在Boost APFC输出端级联Buck-Boost变换器，利用Buck-Boost变换器能升压和降压的特性，通过调节变换器触发脉冲PWM波的占空比D，进而可以实现电源的宽电压范围输出。

1.2 Boost APFC电路原理

功率因数PF(Power Factor)的定义为输入有功功率P除以视在功率S。功率因数值是衡量电网和用户的重要指标。假设输入侧交流电压无谐波，输入侧电压Vin可以表示为

Vin=VinMsinωt。

(1)

输入侧电流Iin的基波电流I1为

I1=I1Msin(ωt+φ1),

(2)

则输入侧n次谐波电流可表示为In=InMsin(nωt+φn)。

单相电路的功率因数PF表达式为

(3)

式中，V1和I1是电压电流基波有效值；I为输入电流有效值，等于各次谐波有效值平方之和的平方根；λ为输入电流的失真因数；φ1为V1和I1的移相角。

总谐波失真度THD(Total Harmonic Distortion)的表达式为

(4)

由式(3)和(4)可得THD和λ的关系为

(5)

由式(5)知，当谐波含量减少，THD减小，λ增大，PF值也增大；由式(3)知，V1和I1的移相角越小，则PF值越大。而一般开关电源的PF为0.6～0.7之间，数值太低，所以需要校正。而校正的本质是围绕减小谐波含量(即减小THD值)与减小基波电压V1和电流I1的移相角φ1展开。理想情况下，若实现THD=0，φ1=0，则交流侧功率因数PF即为1。

Boost APFC工作原理是将输入交流电压进行全波整流，利用Boost变换器对整流电压进行直流变换，通过反馈控制回路使输入电流波形自动跟随全波整流后的波形，使输入电流正弦化(减小THD值)且与电压同相位(减小φ1值)，实现较高的功率因数。

Boost APFC电路的控制部分采用双环反馈控制，输出电压Vd2的反馈信号uf1与参考电压uref的瞬态差值Δu=uref-uf1，经放大器1输出电压信号uA1。整流桥输出端电压Vd1的电压波形信号uf2=KVinM|sinωt|(K为分压系数)与uA1的乘积，经乘法器2输出信号iref作为电流环的参考信号，iref和采样电阻Ro引入电流反馈信号if,瞬态差值信号Δi=iref-if，经放大器3输出uA2信号作为三角波信号的调制信号，由比较器4产生PWM波形控制开关管的通断，进而控制电感L的电流iL。

供电网运行过程中，交流侧输入电压Vin有突增或者突降的状况发生，若电源无自动调节装置，势必影响系统运行稳定，损坏电源器件。实际运行中由于Boost APFC电压外环的作用，当输入侧电压突然增加，反馈电压uf1相应上升，而给定参考电压uref不变化，于是Δu=uref-uf1<0，R1、C1构成的PI环节正向积分，使得uA1的绝对值下降，相当于电流给定iref下降，于是Δi=iref-if<0，R2、C2构成的PI调节使得uA2上升，从而调节PWM波的占空比D减小，输出电压Vd2下降。反之在输入侧电压降低以及负载R变化时，电压环实现稳压自动调节，维持电压Vd2恒定不变。由此可见，电压环输出信号uA1实际上控制开关管VT的导通占空比，以稳定输出直流电压Vd2。

电流环iref的频率与相位受Vd1控制，它正比于uA1VinM|sinωt|。if与iref通过PWM波驱动开关管VT，控制电感中的iL，这样就实现了输入电流的正弦化，从而达到提高输入功率因数的目的。由于iref受Vd1的控制，从而使iL的频率和相位跟踪输入电压,强制iL正弦化，并与Vin同步[8]。

Boost APFC工作过程：当驱动信号PWM波为高电平时，开关管VT导通，电感L两端所加电压VL为整流桥输出端电压Vd1(一般电流采样电阻Ro较小，其上电压不予考虑)，二极管VD因为电容Co存在电压而反向截止，电感L储存磁能，电感电流iL上升，负载侧(后级Buck-Boost变换器与负载R)由电容Co供电；当PWM波为低电平时，开关管VT关断，此时整流桥输出端电压Vd1与电感电压VL顺向串联一同给负载侧供电及电容Co充电，电感电流iL下降。在一个开关周期Ts，电感电流波形如图2所示的折线波形。

输入电流Iin波形就是由无数个开关周期Ts折线波形组成，因为开关管的开关频率f很高，Ts很小，交流侧输入电流平均值的波形近似于正弦曲线，如图2所示的iavg波形。若控制电路设计和电路主参数选择恰当，则iavg的波形就能实现和交流侧电压波形Vin同相位且为正弦波，从而实现高PF值。

图2 Boost APFC交流侧电压与电流波形

1.3 Boost APFC电路主要参数设计

由图2可知，Boost APFC电路参数设计应首先确定峰值电流Iin_peak(max)，这可以根据电源的效率η=0.92和要求达到的功率因数PF=0.99以及最大输出功率Pout(max)来计算。根据功率守恒，可得电流最大有效值Iin_rms(max)的计算公式为

(6)

平均电流最大值Iavg(max)计算式为

(7)

根据工程实际，一般考虑电感电流纹波系数取20%，高频电压纹波系数取6%，则输入电容Ci参数计算根据如下公式[9]：

(8)

储能电感L的参数计算公式为[9]

(9)

式中，占空比D取最严苛工况下的值为0.5。在选择电感值的时候保证电感值大于L(min)的基本指标要求，还要考虑电流纹波率γ值，综合考虑选取电感值：因为电感量选择较大，虽然纹波会减少，但成本增加；若电感选择小了，纹波会比较大，增加了滤波设计。因此，一般根据γ值合理选择电感量来满足设计要求。γ表达式为

(10)

对于γ值可以取经验值0.4进行参数计算。

选择电感时还需考虑电感线圈的最大过电流值iL(max)，根据其最大电流值，留有一定裕量选择电感线圈。其计算公式为[9]

(11)

输出稳压电容Co参数计算公式为[9]

(12)

式中，由文献[10]及芯片资料[11]可知：tholdup=1/fline(max)=1/47 kHz，Vd2_hold(min)为最低输出电压值。

图3 Buck-Boost电路拓扑

1.4 Buck-Boost变换器

Buck-Boost变换器拓扑结构如图3所示，由输入电压Vi、开关管VT、电感L、电容C、二极管VD、负载R构成。开关管VT导通时段，电源Vi给电感L充磁，电感电流iL增大，电感电压VL上正下负且值等于电源电压Vi，二极管VD承受反压而截止，电容C给负载供电；开关管VT关断时段，二极管VD承受正向压降导通，电感电压VL下正上负，电感L给电容C充电及给负载R供电，电感电压值VL等于负载电压Vo，负载电压下正上负。则根据电感电压伏秒平衡原理，可得Buck-Boost变换器稳态电压传输比M为

(13)

由式(13)知，在占空比D=0.5时是变换器升、降压工作的分界点，占空比大于0.5，变换器输出电压Vo高于输入电压Vi。当占空比小于0.5，变换器输出电压Vo小于输入电压Vi。由此可见，通过调节占空比D，可以得到较宽的电压输出。

1.5 Buck-Boost变换器参数设计

Buck-Boost变换器工作在电感电流连续模式下，储能电感L参数计算公式为[12]

(14)

式中，开关频率f为变换器开关频率。

以输出纹波电压ΔV=0.01Vo为依据，输出电容C的参数计算公式为[12]

(15)

2 仿真及实验结论

在建立仿真以及实验电路之前，电源输入输出的基本技术指标要求如下：

Ⅰ 输入电压采用单相交流电经自耦调压器降压为15～19 VAC；

Ⅱ 交流电额定频率为50 Hz,波动范围45～55 Hz；

Ⅲ Boost APFC输出功率为72 W。

基于PSIM仿真软件，搭建Boost APFC电路双闭环控制电路。根据计算公式(8)、(9)、(12)，考虑器件损耗，最终取电路元器件参数为：电感L为200 μH，输入电容Ci为2 μF，输出电容Co为8000 μF。输入电压Vin为15～19 VAC，频率f为65 kHz。未校正前输入电压Vin、输入电流Iin如图4(a)所示，校正后输入电压Vin、输入电流Iin波形如图4(b)所示。

(a) 未校正前 (b) 校正后图4 APFC电路校正前后输入电压、电流波形与仿真原理图

在理论及仿真基础上，采用UCC28019控制芯片搭建Boost APFC实验样机。图5(a)为基于UCC28019实验接线图，图5(b)为校正后交流侧电压电流波形。表1为电参数测量仪测得不同Vin时的Vd2、PF值。

输入交流电压Vin/V输出直流电压Vd2/VPF值15.3236.050.9917.8336.050.9918.7436.040.99

由上述仿真、实验波形以及测量数据可见，设计的Boost APFC工作性能良好，输入电流实现正弦化，具有较高的PF值，输出电压Vd2稳定，为后级直流变换提供了稳定的直流电压。

在前级稳定输出电压Vd2基础上，取Buck-Boost变换器的占空比D范围为0.2～0.8，电路元器件参数为：电感L为200 μH，电容Ci为400 μF，负载R为10 Ω，频率f为10 kHz。再基于PSIM搭建Buck-Boost变换器电压单闭环控制，通过调节占空比D，测得输出电压Vo数值如表2所示。图6为D=0.4时，输出电压Vo波形图。

表2 Buck-Boost变换器输入、输出电压及占空比D数值

图6 D=0.4时Buck-Boost电路输出电压波形

由图6可见，输出电压稳定且纹波较小，后级直流变换器较好的实现了电压的变换。由表2可见，Buck-Boost变换器输入电压Vd2恒定为36 V，当D取值0.2～0.8时，输出电压为8.4～138 V，表明该设计实现了输出电压的宽范围调节。

以上结果表明，该AC-DC电源前级Boost APFC实现了较高的PF值且输出电压稳定，后级Buck-Boost变换器能对Boost APFC输出端电压进行直流变换，输出稳定电压且能实现输出电压较宽范围变化，为解决目前AC-DC电源存在输出电压范围窄、输入侧容易产生高次谐波的问题提供了借鉴。